Zesilovač s proudovým výstupem. operační zesilovače. Schémata přepínání dálkového ovládání

C-2820 je plně vyvážený, kvalitní, kvalitní předzesilovač se třemi sadami RCA a třemi symetrickými vstupy pro sadu RCA.

Vstupní signál vstupuje do vstupního vyrovnávacího kanálu po přepnutí přes relé. Spínání relé je čistě mechanické spínání, které může eliminovat zvuk a barvu.

Vstupní vyrovnávací paměť využívá modul diferenciálního zesílení proudu s diamantem. Tento obvod má širokou frekvenční odezvu, pozitivní zvuk, žádnou emocionální barvu a vařenou vodu. Jeho výhodou je, že hraje roli přizpůsobovací impedance před a za hranou, takže hlavní obvod hlavního zesilovače lze provozovat bez ovlivnění.

Vlastnosti obvodu:

1. kladný, záporný půlcyklový signál, ať už AC nebo DC, výstupní amplituda je stejná.

2. Žádné crossover zkreslení, když se frekvence signálu změní z 2Hz na 500kHz, osciloskop nezaznamená žádné crossover. Čím větší je zkreslení, i když je výstupní signál velmi malý, nedochází k přeslechům, což je vzhledem ke čtyřem kusům trubice Ube = 0,7 v křemíku a Ube každé elektronky je postaveno na chytrém připojení. Vzniká vzájemnou zdrženlivostí, je stabilní a spolehlivá a neovlivňována vnějším světem a člověkem.

3. Klidový proud lze určit podle napětí a dvou rezistorů připojených ke zdroji. Po zapnutí napájení není nutné uvádět do provozu konstantní velikost proudu.

4. Výstup je 0 potenciálně stabilní, když je chyba párování elektronek i 20% rozdíl, když + je rozdíl napájecího napětí 5V, výstup dokáže v podstatě udržet 0V.

Hlavní zesilovací obvod využívá plně symetrické zesílení proudu.

Symetrický výstup přijímá čtyři sady identických analogových modulů. Jako vyvážený kladný a záporný výstup musí skutečné úplné vyvážení používat čtyři kanály. Obvod má spíše formu proudového zesílení než napěťového zesílení. Skutečný zesílený zvuk je opravdu pěkný, zvuk je ostrý a jasný a vysoká frekvence je přímo do oblak bez chlupů, nízká frekvence je výkonná, ale flexibilní, zesilovač a 99% dřívější použití současného obvodu zesilovače.

Zvuk je éterický a krásný, elegantní a ušlechtilý, dynamický, efekt je 100% jako pre-level 100000 golden scorpion, zvukový efekt je prvotřídní. Nový design šasi je krásný a jednoduchý a navíc je vybaven dálkovým ovládáním, které dokáže na dálku ovládat hlasitost a šesti skupinami signálových vstupů pro pohodlnější použití.

Vlastnosti stroje:

1. Pokročilé produkty, úroveň přizpůsobení, hraje důležitou roli ve zvukovém stylu.

Předzesilovač C-2820, zvukové vlastnosti: dynamický, široké zvukové pole, středová stopa, bohatý na detaily, vysokofrekvenční, jasný a pronikavý, s trochou extravagance, basy jsou prudké, hluboký ponor, zvuk klidná atmosféra, hlas je milosrdný a přirozený a energie je plná energie.

3, napájecí transformátor:

Je použit importovaný vysoce kvalitní transformátor, utěsněný epoxidovou pryskyřicí a magnetický únik je stíněný krásným kravským pouzdrem, které může zlepšit čistotu zvuku. Nestíněná skříň transformátoru s kravami má vliv na stroj, což není dobré, zejména předstupeň. Krmí ho Shuangniu a krmí ho 2 dobytek. Teď to miluje spousta fanoušků. Pokud vám nezáleží na ceně, efekt je rozhodně lepší než 2, zvukový efekt, který přináší dvojitá kráva, je zřejmý, zvuk je plný a průhlednost.

Příkon 4220V

Zdroj energie je velmi důležitý. Současný zdroj je velmi "špinavý". Každý dům má klimatizaci, ledničku, barevnou televizi, která znečišťuje městskou elektřinu a znečišťuje zvuk. Z tohoto důvodu jsme na přední stranu přidali „DC Green“. „Schéma, exkluzivní výzkum a vývoj, efekt je prvotřídní.

5, regulátor napájecího napětí

K oddělení a napájení většiny napájecích zdrojů do vyváženého obvodu se používá systém s dvojitou regulací a dvěma transformátory. Zesilovací linková část je dále regulována technologií elektronického filtrování, která může snížit činitel zvlnění výkonu o několik řádů nižší. Po profesionálním návrhu bude mít profesionální efekty.

6: Přepínání vstupního signálu může být dálkovým ovládáním, hlasitost může být dálkovým ovládáním

Tři sady RCA vstupů, tři sady symetrických vstupů lze libovolně přepínat na dálku, nebo můžete ručně zapnout přední panel. Hlasitost lze ovládat na dálku vsedě na gauči. Vše je zaměřeno na lidi, taktně a prakticky.

7: Přijetí jednodílného hliníkového šasi

Panel 10 mm. Horní a spodní kryt má tloušťku 4 mm, což je téměř dvojnásobná tloušťka. V ruce působí těžce, plus 4 pevné CNC obrobené hliníkové tlumiče. Poté použijte O-kroužek jako nárazník, aby byl účinek tlumiče horního podvozku a zvuk na vyšší úrovni.

Hlavní vlastnosti:

Frekvenční odezva: 20Hz~20KHz (+0-0,2dB)

3Hz~200kHz (+0-3dB)

Zkreslení v celém rozsahu: 0,004 %

Vstupní citlivost: 250mV/40K (vyvážený) 250mV/20K (RCA)

Jmenovitá vstupní úroveň: 2V (pípnutí)

Jmenovitá výstupní úroveň: 2V/50Ω, (pípnutí)

Maximální výstupní úroveň: 10V (pípnutí)

Odstup signálu od šumu: 115 dB

Minimální zátěžový odpor: 600 ohmů

Napájení: AC-220V 50/60Hz

Rozměry: 430 mm (šířka) X310 mm (hloubka) X110 mm (výška) (bez patky) X310 mm

Hmotnost: 18 kg,

Od balení 22 kg

Jak vyplývá z (2.12), proudový výkon, tzn. velký výstupní odpor, je realizován se zápornou proudovou zpětnou vazbou (obr. 3.3, A) nebo kladná napěťová zpětná vazba (obr. 3.3, b). Najděte vyjádření pro výstupní (vzhledem k zátěži) odpor zesilovače s neuzemněnou zátěží (obr. 3.3, Obr. A), pomocí vztahu (2.12), kde, jak je aplikováno na obvod na Obr. 3,3,

To ukazuje, že výstupní impedance v obvodu na Obr. 3,3, A při působení negativní proudové zpětné vazby se ukáže, že je několikrát větší než stejný odpor měřený v nepřítomnosti (tj. otevřeném) OS. Vstupní odpory v obvodu na Obr. 3,3, A ve vztahu ke zdrojům signálu a jsou stejné jako v obvodech na Obr. 3.1, A A b. Vezmeme-li v úvahu vztah (3.2), najdeme výraz pro napětí na zátěži pro invertující (), neinvertující () a diferenciální zesilovače:

Jak je z těchto výrazů patrné, napětí na zátěži je přímo úměrné odporu zátěže a proud v zátěži nezávisí (v rámci přijatých předpokladů) na tom, co je znakem proudového výstupu. Chyba odečítání v obvodu na Obr. 3,3, A, na rozdíl od schématu na Obr. 3.1, PROTI, nezávisí na přesnosti odporů externích rezistorů, ale je určena pouze diferenciálními vlastnostmi samotného operačního zesilovače (koeficient útlumu signálu v běžném režimu).

Pro zjednodušení analýzy obvodu zesilovače s uzemněnou zátěží (obr. 3.3, b), transformujeme jej na jednosmyčkový obvod, jak je znázorněno na obr. 3,3, PROTI, kde je operační zesilovač se zápornou zpětnou vazbou reprezentován ekvivalentním zesilovačem (EA) s konečnými zisky

Protože tento obvod má pouze jednu zpětnovazební smyčku, a to kladnou a napěťovou (na straně zátěže), pro určení výstupní vodivosti použijeme výraz (2.12), kde a. Pokud je podmínka splněna a výstupní vodivost se rovná nule (s ideálním operačním zesilovačem):

Vezmeme-li v úvahu, že koeficienty přímého přenosu (s otevřenou zpětnovazební smyčkou) z na výstup jsou příslušně rovné

Odeslat svou dobrou práci do znalostní báze je jednoduché. Použijte níže uvedený formulář

Studenti, postgraduální studenti, mladí vědci, kteří využívají znalostní základnu ve svém studiu a práci, vám budou velmi vděční.

http://www.allbest.ru/

Zesilovače s proudovým výstupem

Jak vyplývá z (2.12), proudový výkon, tzn. velký výstupní odpor, je realizován se zápornou proudovou zpětnou vazbou (obr. 3.3, A) nebo kladná napěťová zpětná vazba (obr. 3.3, b). Najděte vyjádření pro výstupní (vzhledem k zátěži) odpor zesilovače s neuzemněnou zátěží (obr. 3.3, Obr. A), pomocí vztahu (2.12), kde, jak je aplikováno na obvod na Obr. 3,3,

To ukazuje, že výstupní impedance v obvodu na Obr. 3,3, A při působení negativní proudové zpětné vazby se ukáže, že je několikrát větší než stejný odpor měřený v nepřítomnosti (tj. otevřeném) OS. Vstupní odpory v obvodu na Obr. 3,3, A ve vztahu ke zdrojům signálu a jsou stejné jako v obvodech na Obr. 3.1, A A b. Vezmeme-li v úvahu vztah (3.2), najdeme výraz pro napětí na zátěži pro invertující (), neinvertující () a diferenciální zesilovače:

Jak je z těchto výrazů patrné, napětí na zátěži je přímo úměrné odporu zátěže a proud v zátěži nezávisí (v rámci přijatých předpokladů) na tom, co je znakem proudového výstupu. Chyba odečítání v obvodu na Obr. 3,3, A, na rozdíl od schématu na Obr. 3.1, PROTI, nezávisí na přesnosti odporů externích rezistorů, ale je určena pouze diferenciálními vlastnostmi samotného operačního zesilovače (koeficient útlumu signálu v běžném režimu).

Pro zjednodušení analýzy obvodu zesilovače s uzemněnou zátěží (obr. 3.3, b), transformujeme jej na jednosmyčkový obvod, jak je znázorněno na obr. 3,3, PROTI, kde je operační zesilovač se zápornou zpětnou vazbou reprezentován ekvivalentním zesilovačem (EA) s konečnými zisky

Protože tento obvod má pouze jednu zpětnovazební smyčku, a to kladnou a napěťovou (na straně zátěže), pro určení výstupní vodivosti použijeme výraz (2.12), kde a. Pokud je podmínka splněna a výstupní vodivost se rovná nule (s ideálním operačním zesilovačem):

Vezmeme-li v úvahu, že koeficienty přímého přenosu (s otevřenou zpětnovazební smyčkou) z na výstup jsou příslušně rovné

z (2.10) získáme výrazy pro zisky zesilovače s uzemněnou zátěží

Výrazy zátěžového napětí pro invertující (), neinvertující () a diferenciální zesilovače

potvrďte, že ten, který je znázorněn na obr. 3,3, b obvod je obvod proudového výstupního zesilovače.

Fázové měniče

Fázový posunovač umožňuje nastavit požadovaný fázový posun na určité frekvenci bez změny modulu funkce převodovky. Když známe přenosové funkce z invertujících a neinvertujících vstupů operačního zesilovače pokrytých negativní zpětnou vazbou, najdeme výrazy pro přenosové funkce fázových posunovačů, jejichž schémata jsou znázorněna na obr. 3,4, A A b:

Pokud je podmínka splněna, pak tyto funkce budou mít formu

podle kterého získáme následující výrazy pro amplitudově-frekvenční a fázově-frekvenční charakteristiky:

fázový zesilovač proudově uzemněný

Obvody na Obr. 3.4 lze použít jako fázové korektory, u kterých modul přenosové funkce v širokém frekvenčním rozsahu (kde lze operační zesilovač považovat za ideální) nezávisí na frekvenci.

integrátoři

Protože integrační operace je realizována lineárním nabíjením a vybíjením kondenzátoru (což vyžaduje zdroj proudu s dostatečně velkým, ideálně nekonečným odporem), je obvod integrátoru získán z obvodu zesilovače s proudovým výstupem (viz obr. 3.3, Obr. A A b), pokud místo zapnutí kondenzátoru, jak je znázorněno na Obr. 3.5. Abychom měli nevyvážený nízkoodporový výstup, výstupní signál integrátoru se nebere z kondenzátoru, ale z výstupu operačního zesilovače, ale napětí na výstupu operačního zesilovače a napětí na kondenzátoru ( až do měřítka) se shodují pouze tehdy, je-li vstupní signál v obvodu z Obr. 3,5, A je přiveden na invertující vstup operačního zesilovače a v obvodu na Obr. 3,5, b- na neinvertující vstup.

Protože ve schématu na Obr. 3,5, A(napětí v uzlu 1 se blíží nule) a v obvodu na Obr. 3,5, b(tj. zesíleno neinvertujícím zesilovačem), výrazy pro výstupní napětí integrátorů lze získat z (3.5) a (3.6), když jsou nahrazeny:

Za předpokladu, že v těchto výrazech p- Laplaceův operátor, přejděme od obrázků k originálům:

Mít výrazy pro přenosové funkce invertujících a neinvertujících integrátorů

sestrojte (obr. 3.6) jejich amplitudově-frekvenční a fázově-frekvenční charakteristiky

kde ve schématu na Obr. 3,5, A; ve schématu na Obr. 3,5, b. Časová konstanta se nastavuje na základě frekvenčního rozsahu vstupního signálu a požadavku na výstupní napětí.

Výše uvedené vztahy byly získány za předpokladu, že operační zesilovač je ideální a v neinvertujícím integrátorovém obvodu také za podmínek. Pokud je ve schématu na Obr. 3,5, A vzít v úvahu konečnost zesílení operačního zesilovače a v obvodu na Obr. 3,5, b- možné odchylky odporů od jejich vypočtených hodnot (,), pak budou mít přenosové funkce integrátorů tvar

kde je chyba integrace ve schématu na obr. 3,5, A mnohem méně chyb ve schématu na obr. 3,5, b. Odchylky frekvenčních charakteristik od ideálních způsobené chybou jsou na Obr. 3.6. Při konstrukci diferenciálního nebo neinvertujícího integrátoru s malou chybou je obvod z Obr. 3,5, A s přidáním diferenciálního vstupu na jeho vstupu (viz obr. 3.1, PROTI) nebo invertující (viz obr. 3.1, A), ale v obecném případě sečtením (viz obr. 3.2, b) zesilovač.

Frekvenční vlastnosti operačního zesilovače ve vysokofrekvenční oblasti ovlivňují přesnost integrace v případě malé časové konstanty integrátoru. Integrační chyby způsobené konečným odporem a nenulovým operačním zesilovačem jsou při správné volbě externích rezistorů a kapacitní kapacity kondenzátoru zanedbatelné. Hlavním problémem při konstrukci integrátorů je nulový drift operačního zesilovače. Skutečně znázorněno na obr. Obvody 3,5 lze použít pouze tehdy, když jsou jako součást složitějšího obvodu pokryty zápornou stejnosměrnou zpětnou vazbou. Pokud takové podmínky nejsou, použijí se resetovací integrátory (viz kap. 8.4).

Diferenciátory

Obvod invertujícího derivátoru je získán z obvodu odpovídajícího integrátoru (viz obr. 3.5, Obr. A) při změně uspořádání odporu a kondenzátoru, jak je znázorněno na Obr. 3,7, A.

Stejně jako integrátor je i derivátor popsán přenosovou funkcí a frekvenční charakteristikou

psáno zde pro případ ideálního operačního zesilovače. Konečnost zesílení operačního zesilovače a jeho frekvenční vlastnosti ovlivňují diferenciátor ve vysokofrekvenční oblasti (znázorněno tečkovaně na obr. 3.8). Hlavní chyba diferenciace se však vyskytuje v důsledku vysokofrekvenčního elektrického šumu operačního zesilovače, protože v oblasti dostatečně vysokých frekvencí prakticky nefunguje negativní zpětná vazba (nízký odpor kondenzátoru) a šumové napětí na výstupu operační zesilovač se ukazuje jako významný. Proto ve skutečnosti schéma na Obr. 3,7, A může fungovat pouze jako součást složitějšího obvodu, který má celkem hlubokou negativní zpětnou vazbu ve vysokofrekvenční oblasti.

Pro snížení výstupního šumového napětí je do série s kondenzátorem zapojen rezistor (obr. 3.7, Obr. b), což zvyšuje hloubku negativní zpětné vazby na vysokých frekvencích. V tomto případě mají výrazy pro přenosovou funkci a frekvenční charakteristiky následující podobu:

kde chyba diferenciace závisí na frekvenci. Racionálním výběrem hodnoty odporu jej lze učinit přijatelným v rozsahu provozních frekvencí a současně zajistit dostatečně nízkou výstupní napěťovou úroveň vysokofrekvenčního šumu. Odchylka frekvenční charakteristiky reálného derivátoru (obr. 3.7, Obr. b) z charakteristiky ideálu (obr. 3.7, A) je znázorněn na Obr. 3,8 tečkovaná čára. Typ zkreslení charakteristik v obvodu na Obr. 3,7, b stejně jako u neideálního operačního zesilovače v obvodu na Obr. 3,7, A, ale pracovní frekvenční rozsah v obvodu skutečného integrátoru je mnohem menší (zároveň připomínáme, že úroveň vysokofrekvenčního šumu je také nižší).

Neinvertující, diferenciální nebo vícevstupový diferenciátor lze postavit na základě jednoho z uvažovaných obvodů připojením měniče, diferenciálního zesilovače nebo sčítačky na jeho vstup.

Hostováno na Allbest.ru

Podobné dokumenty

Výpočet schématu zapojení operačního zesilovače na příkladu zesilovače K14OUD7. Diferenciální zesilovač se symetrickým vstupem a nesymetrickým výstupem. Výpočet parametrů amplitudově-frekvenční a fázově-frekvenční charakteristiky a prvky jejich korekce.

semestrální práce, přidáno 19.06.2012


Obecná charakteristika RC zesilovače, jeho účel a vlastnosti. Studium vztahu mezi kaskádami RC zesilovače, jeho amplitudovými a frekvenčními charakteristikami. Konstrukce náhradního obvodu podle elektrického principu a výpočet jeho hlavních prvků.

laboratorní práce, přidáno 6.9.2013


Výběr a zdůvodnění konstrukčního schématu zkoumaného zařízení. Mechanismus pro výpočet vstupního, mezilehlého a výstupního stupně a také hlavní parametry sledovače zdroje. Stanovení amplitudově-frekvenční a výsledné charakteristiky zesilovače.

semestrální práce, přidáno 15.05.2016


Princip činnosti mezifrekvenčního zesilovače (IFA) a účel všech prvků schématu zapojení. Výpočet mezifrekvenčního zesilovače se soustředěným výběrovým filtrem. Tranzistorový detektor pro příjem amplitudově modulovaných signálů.

test, přidáno 15.11.2011


Automatizace technologických procesů. Vícekanálové struktury, které umožňují připojení několika senzorů k mikrokontroléru. Dvoukanálový mikrokontrolérový systém. Syntéza dolní propusti. primární konvertor. Senzor s proudovým výstupem.

semestrální práce, přidáno 01.12.2009


Vývoj zesilovače elektrického signálu sestávajícího z předzesilovacích stupňů. Výpočet beztransformátorového výkonového zesilovače push-pull. Stanovení kaskády s OE graficko-analytickou metodou. Vyvážené (diferenciální) zesilovače.

semestrální práce, přidáno 03.09.2013


Definice účelu, rozbor technických charakteristik a popis schématu zapojení vysokofrekvenčního výkonového zesilovače. Volba řídicích bodů zesilovače, výpočet transformátoru a regulátoru napětí zařízení. Diagnostický algoritmus zesilovače.

semestrální práce, přidáno 26.01.2014


Volba typu tranzistorů a způsobu jejich zapínání pro koncovou a fázově invertovanou kaskádu. Rozdělení frekvenčních zkreslení. Výpočet elektrického obvodu zesilovače. Výpočet fázově invertované kaskády s připojením transformátoru. Výpočet frekvenčních charakteristik.

semestrální práce, přidáno 4.6.2011


Vývoj konstrukčního a schematického schématu zařízení. Výpočet obvodu dvoustupňového nízkofrekvenčního zesilovače pomocí polních a bipolárních tranzistorů. Volba sklopných prvků a definice konfigurace filmových prvků frekvenčního zesilovače.

semestrální práce, přidáno 22.03.2014


Metoda pro výpočet geometrických rozměrů prvků obvodu širokopásmového zesilovače, jeho hlavní konstrukce a technické a provozní charakteristiky. Návrh funkcí a analýza náčrtu topologie zesilovače pomocí softwarového balíku AutoCAD.

5. DC ZESILOVAČE

DC zesilovače (DCA) jsou zařízení určená k zesilování pomalu se měnících signálů až na nulovou frekvenci. Obrázek 5.1 ukazuje frekvenční odezvu UPT.

Obrázek 5.1. AFC UPT

Pro přenos signálů o frekvencích blízkých nule používá UPT přímé (galvanické) spojení mezi kaskádami. Takové spojení však vede k potřebě řešit konkrétní problémy:

◆ koordinace potenciálních úrovní v sousedních kaskádách;

◆ snížit drift (nestabilitu) výstupní úrovně napětí nebo proudu.

Hlavním problémem, kterému čelí vývojáři TCA, je nulový drift. Drift nuly (nulová úroveň) je spontánní odchylka napětí nebo proudu na výstupu UPT od počáteční hodnoty. Protože nulový posun je pozorován také v nepřítomnosti signálu na vstupu na vstupu UPT, nelze jej odlišit od skutečného signálu.

Mezi fyzikální důvody, které způsobují nulový posun v UPT, patří:

◆ nestabilita napájecích zdrojů;

◆ dočasná nestabilita („stárnutí“) parametrů tranzistorů a rezistorů;

◆ teplotní nestabilita parametrů tranzistorů a rezistorů;

◆ nízkofrekvenční hluk;

◆ rušení a rušení.

Největší nestabilitu přináší teplotní faktor. Situaci zhoršuje přítomnost galvanické vazby mezi stupni, která dobře přenáší pomalé změny signálu, což vede k efektu kaskádových teplotních nestabilit stupňů od vstupu k výstupu.

Protože změny teplot v parametrech zesilovacích prvků jsou pravidelné (viz podkapitoly 2.2 a 2.10), lze je do určité míry kompenzovat stejnými metodami jako u zesilovačů harmonického signálu.

Absolutní nulový posun Δ U ven nazývána maximální spontánní odchylka výstupního napětí UPT se sepnutým vstupem po určitou dobu. Kvalita UPT je hodnocena nulovým driftovým napětím, redukovaným na vstup zesilovače:

e dr = Δ U ven/K U.

Posun nuly redukovaný na vstup je ekvivalentní falešnému vstupnímu signálu, omezuje minimální vstupní signál, tzn. určuje citlivost UPT.

Aby se snížil drift nuly v UPT, používají se následující:

◆ hluboká ochrana životního prostředí;

◆ tepelné kompenzační prvky;

◆ přeměna stejnosměrného proudu na střídavý proud, jeho zesílení a následná detekce;

◆ výstavba UPT podle vyváženého schématu.

přímé zesílení UPT, ve skutečnosti jsou to konvenční vícestupňové zesilovače s přímou vazbou. Jako UPT lze použít zesilovač, jehož zapojení je na obrázku 3.4.

V tomto zesilovači rezistory R e1, R e2 a R e3 kromě vytváření místních a obecných obvodů OOS zajišťují ve svých kaskádách potřebné předpětí. U vícestupňového UPT je možné zajistit požadovaný stejnosměrný tranzistorový režim sekvenčním zvyšováním potenciálů emitoru od vstupu k výstupu, což je způsobeno přímým mezistupňovým spojením „kolektor-emitor“, kolektorové potenciály také rostou ze vstupu na výstup. Redukcí je možné zajistit kaskádový režim UPT R to ze vstupu na výstup, v obou případech však bude důsledkem snížení zisku UPT.

U vícestupňových DCET s přímým ziskem může dojít k částečné kompenzaci nulového posunu. Takže kladný přírůstek kolektorového proudu prvního tranzistoru způsobí záporný přírůstek proudu báze a následně kolektorového proudu druhého tranzistoru. V praxi není úplná kompenzace nulového driftu dosažitelná ani pro jeden teplotní bod, avšak u DC se sudým počtem stupňů je pozorován jeho pokles.

Vzhledem k tomu, že tento UPT má unipolární napájení, je na jeho vstupu a výstupu určitý konstantní potenciál, který neumožňuje připojení nízkoodporového zdroje signálu a zátěže přímo mezi ně a společný vodič. V tomto případě se používá můstkový obvod se zahrnutím RG a R n do úhlopříčky vstupního a výstupního můstku (obrázek 5.2).

Obrázek 5.2. Můstkový obvod pro zapínání zdroje signálu a zátěže v UPT

Pro výpočet frekvenčních a časových charakteristik stejnosměrného proudu s přímým zesílením můžete použít materiály z pododdílů 2.5 a 3.3 a také pododdílu 2.9 v případě budování DC s FET.

Pro účely přizpůsobení potenciálu se používají tranzistory různé vodivosti, pro lepší teplotní kompenzaci se používají diody a zenerovy diody. Použití bipolárního napájecího zdroje umožňuje přímo připojit zdroj signálu a zátěž k UPT, protože. v tomto případě jsou na jeho vstupu a výstupu zajištěny nulové potenciály. Tato opatření jsou implementována ve schématu UPT znázorněném na obrázku 5.3.

Obrázek 5.3. Dvoustupňová UPT

UPT s přímým zesílením mají velký teplotní drift ( e dr jednotka milivoltů na stupeň). Kromě teplotního driftu má u takových UPT významný vliv i časový drift, nestabilita napájení a nízkofrekvenční šum.

Zjištěné nedostatky jsou z velké části překonány PROTI UPT s konverzí signálu (modulace). Obrázek 5.4 ukazuje blokové schéma UPT s konverzí stejnosměrného proudu na střídavý proud a pro vysvětlení principu jeho činnosti jsou uvedeny diagramy napětí.

Vstup stejnosměrného napětí U dovnitř se pomocí modulátoru převede na střídavý napěťový signál, který je mu úměrný M, pak zesílený konvenčním zesilovačem harmonického signálu Na a poté demodulátor DM převeden na signál stejnosměrného napětí U n. Protože nulový drift není přenášen ze stupně na stupeň u střídavých zesilovačů (kvůli přítomnosti separačních kapacit mezi stupni), je v tomto UPT realizován minimální nulový drift.

Obrázek 5.4. Strukturní schéma UPT s převodem signálu

Jako modulátor můžete použít řízené klíčové obvody, obvykle vyrobené na FET. Nejjednodušším demodulátorem je klasický celovlnný usměrňovač s výstupním filtrem. Je třeba poznamenat, že existuje široká škála obvodových řešení pro modulátory i demodulátory, jejichž zohlednění neumožňuje omezený rozsah tohoto návodu.

Mezi nevýhody UPT s převodem signálu patří problém implementace nízkoúrovňových modulátorů vstupního signálu a zvýšená složitost obvodu.

Stavbou na bázi symetrických obvodů je možné dosáhnout výrazného zlepšení elektrických, provozních a hmotnostních a rozměrových parametrů UPT.

V současnosti jsou nejrozšířenější UPT založené na diferenciálních (paralelně vyvážených nebo rozdílových) kaskádách. Takové zesilovače jsou jednoduše implementovány ve formě monolitických IC a jsou široce vyráběny průmyslem (KT118UD, KR198UT1 atd.). Obrázek 5.5 ukazuje schematický diagram nejjednodušší verze diferenciálního zesilovače (DU) na BT.

Obrázek 5.5. Schéma dálkového ovládání

Jakékoli dálkové ovládání se provádí podle principu vyváženého můstku, jehož dvě ramena jsou tvořena odpory Rk1 a Rk2 a další dvě tranzistory VT 1 a VT 2. Zatěžovací odpor R n je zahrnut do úhlopříčky mostu. Rezistory obvodů POOST R OS1 a R OS2 jsou obvykle malé nebo vůbec chybí, takže můžeme předpokládat, že rezistor R e je připojen k emitorům tranzistorů.

Bipolární napájení umožňuje obejít se bez můstkových obvodů na vstupech (výstupech) dálkového ovládání snížením potenciálů bází (kolektorů) na potenciál společné sběrnice.

Zvažte činnost dálkového ovládání pro hlavní provozní režim - diferenciál. Prostřednictvím akce U dovnitř 1 tranzistor VT 1 se mírně otevře a jeho emitorový proud se zvýší Δ já uh 1 , ale kvůli akci U dovnitř 2 tranzistor VT 2 se uzavře a proud jeho emitoru obdrží záporný přírůstek -Δ já uh 2. V důsledku toho je výsledný přírůstek proudu v rezistorovém obvodu Re s ideálně symetrickými rameny blízký nule, a proto neexistuje žádný OOS pro diferenciální signál.

Při rozboru řízení se rozlišují dvě ramena, která jsou kaskádová s OE, ve společném obvodu emitorů tranzistorů, jejichž součástí je společný rezistor Re, který nastavuje jejich celkový proud. V tomto ohledu se jeví jako možné při výpočtu frekvenčních a časových charakteristik dálkového ovládání použít poměry pododdílů 2.5 a 2.12 s přihlédnutím k poznámkám uvedeným v pododdíle 4.4. Například zisk diferenciálního signálu K U rozdíl budou stejné v případě symetrie ramen (viz pododdíl 4.4) K U rozdíl=2 K U pl=K 0, tj. rozdílové zesílení se rovná zesílení stupně s OE.

Dálkové ovládání se vyznačuje malým driftem nuly, velkým ziskem diferenciálního (antifázového) signálu K U rozdíl a velký poměr odmítnutí společného režimu, tj. nízký zisk společného režimu K U sf.

Pro zajištění kvalitního výkonu těchto funkcí musí být splněny dva hlavní požadavky. Prvním z nich je zajištění symetrie obou ramen PS. Mikroelektronika umožnila se tomuto požadavku přiblížit, protože pouze v monolitickém IC mají blízko umístěné prvky skutečně téměř stejné parametry se stejnou odezvou na teplotu, stárnutí atd.

Druhým požadavkem je poskytnout hluboké CNF pro signál společného režimu. Jako fázový signál pro dálkové ovládání působí šum, snímače přicházející na vstupy ve fázi. Vzhledem k tomu, že R e vytváří hluboký POOST pro obě ramena dálkového ovládání, pak pro signál společného režimu dojde k výraznému poklesu přenosových koeficientů kaskád s OE, které tato ramena tvoří.

Zesílení každého ramene pro signál společného režimu může být reprezentováno jako K 0OS kaskáda s OE při hluboké ochraně životního prostředí. Podle pododdílu 3.2 máme:

K U sf 1 ≈ R to 1 /Re,

K U sf 2 ≈ R to 2 /Re.

Nyní můžete psát pro K U sf celkový DU:

K U sf ≈ Δ R to/Re,

kde ∆ R to= |R to 1 – R to 2 |.

Pro vyhodnocení potlačení souosého signálu je zaveden součinitel útlumu signálu souosého režimu (CMRR), který je roven poměru modulů zesílení diferenciálního a souosého signálu.

Z výše uvedeného vyplývá, že zvýšení CMRR je možné snížením rozptylu hodnot odporů v kolektorových obvodech (v monolitických IC - ne více než 3%) a zvýšením R e. Nicméně nárůst R e vyžaduje zvýšení napájecího napětí (což nevyhnutelně povede ke zvýšení rozptýleného tepelného výkonu v dálkovém ovládání) a není vždy možné kvůli technologickým potížím při implementaci vysoce hodnotných rezistorů v monolitických integrovaných obvodech.

Tento problém lze vyřešit použitím elektronického ekvivalentu vysokohodnotného rezistoru, kterým je stabilní zdroj proudu (SCT), jehož možnosti zapojení ukazuje obrázek 5.6.

Obrázek 5.6. IST na BT a PT

Místo R e je připojen IST (viz obrázek 5.5) a specifikovanou proudovou a tepelnou stabilitu zajišťují prvky R 1, R 2, R e a VD 1 (obrázek 5.6a) a R 1 (obrázek 5.6b) . Pro reálné podmínky je IST ekvivalentem odporu pro měnící se signál s nominální hodnotou až jednotek megaohmů a v klidovém režimu - řádově jednotek kiloohmů, díky čemuž je dálkové ovládání úsporné z hlediska výkonu .

Použití IST umožňuje implementovat dálkové ovládání ve formě ekonomického IC, s CMRR asi 100 dB.

Při použití FET se povaha konstrukce PS nemění, je pouze nutné zohlednit vlastnosti napájení a tepelné stabilizace FETu.

Lze rozlišit čtyři schémata zapínání dálkového ovládání: symetrický vstup a výstup, nesymetrický vstup a symetrický výstup, symetrický vstup a nesymetrický výstup, nesymetrický vstup a výstup.

Schéma zapojení dálkového ovládání symetrický vstup a výstup je na obrázku 5.7 a nepotřebuje zvláštní komentář, takový spínací obvod se používá při kaskádování dálkového ovládání.

Obrázek 5.7. Schéma zapnutí dálkového ovladače "symetrický vstup a výstup"

Schéma zapojení dálkového ovládání nesymetrický vstup a vyvážený výstup diskutované dříve (viz obrázek 4.9).

Schéma zapojení dálkového ovládání symetrický vstup a nesymetrický výstup znázorněno na obrázku 5.8.

Obrázek 5.8. Schéma zapnutí dálkového ovladače "symetrický vstup - nesymetrický výstup"

Takové spínací schéma dálkového ovládání se používá, pokud je nutné přepnout ze symetrického zdroje signálu (nebo symetrické přenosové cesty) na asymetrickou zátěž (asymetrickou přenosovou cestu). Je snadné ukázat, že rozdílový zisk s tímto zahrnutím bude roven polovině K U rozdíl se symetrickým zatížením. Místo rezistorů R až v dálkovém ovládání se často používají tranzistory, které plní funkce dynamické zátěže. V uvažované možnosti zapnutí dálkového ovladače je vhodné použít tkz aktuální zrcadlo tvořené tranzistory VT 3 a VT 4 (obrázek 5.9).

Obrázek 5.9. Schéma dálkového ovládání s proudovým zrcátkem

Když je na bázi tranzistoru VT 1 přivedena kladná půlvlna harmonického signálu U dovnitř 1 , v obvodu tranzistoru VT 3 (zařazeno podle obvodu diody) je přírůstek proudu Δ já do 1. Vlivem tohoto proudu dochází mezi bází a emitorem VT 3 ke zvýšení napětí, což je přírůstek vstupního napětí pro tranzistor VT 4. V obvodu kolektor-emitor VT 4 tedy nastává přírůstek proudu, který se prakticky rovná Δ já do 1, protože ramena v DE jsou symetrická. V uvažovaném okamžiku je na bázi tranzistoru VT 2 přivedena záporná půlvlna vstupního harmonického signálu. U dovnitř 2. Následně se v jeho kolektorovém obvodu objevil záporný přírůstek proudu Δ já do 2. V tomto případě je přírůstek zatěžovacího proudu DU roven Δ já do 1+∆ já do 2, tzn. DU s proudovým reflektorem poskytuje větší zesílení rozdílového signálu. Je třeba také poznamenat, že pro uvažovanou verzi PS v klidovém režimu je zatěžovací proud nulový.

Na nevyvážený vstup a výstup obsluha dálkového ovládání se v zásadě neliší od případu asymetrického vstupu - symetrického výstupu. V závislosti na tom, ze kterého ramene je výstupní signál odebírán, je možné získat souběžný nebo protifázový výstupní signál, jaký je získáván v kaskádě s invertovanou fází založené na dálkovém ovládání (viz podkapitola 4.4).

Napětí U cm generované především šířením hodnot zpětného proudu emitorových přechodů já ebo 1 a já ebo 2 (U" cm), a šíření rezistorů Rk1 a Rk2 ( U" cm). Pro tato napětí můžeme napsat:

U" cm = φ T ln( já ebo 1 /já ebo 2),

U" cm= 2 φ T·Δ R to/R to.

Závislost U cm na teplotě je reprezentován dalším parametrem přesnosti - teplotní citlivostí. Citlivost na teplotu dU cm/dT má rozměr μV/deg a je definován jako rozdíl mezi TCR přechodů emitorů tranzistorů ramen a klesá úměrně s úbytkem. U cm.

Dalším parametrem přesnosti dálkového ovládání je předpětí Δ jsem v, což je nevyváženost (rozdíl) vstupních proudů (proudů bází tranzistorů). Zkreslený proud, který protéká odporem zdroje signálu R g, na něm vytváří úbytek napětí, jehož účinek se rovná falešnému rozdílovému signálu. Předpětí může být reprezentováno jako

Δ jsem v = já e01 / H 21E1 - já e02 / H 21E2.

Průměrný vstupní proud Já v sr je také parametrem přesnosti dálkového ovládání. Může být reprezentován jako

Já v sr = (já b01+ já b02)/2 = já e0/2 H 21E.

Protékající R g, proud Já v sr vytváří na něm úbytek napětí, který působí jako vstupní signál v běžném režimu. I když oslabený v K UsfČasem to stále způsobí potenciální nerovnováhu na výstupu dálkového ovládání.

Teplotní závislost předpětí a průměrného vstupního proudu lze zohlednit prostřednictvím teplotní závislosti H 21E. Všimněte si, že obvykle Já v sr>Δ jsem v.

U dálkového ovládání na PT je hlavním parametrem přesnosti U cm, který je většinou větší než v dálkovém ovladači na BT.

V současné době je dálkové ovládání hlavním základním stupněm analogových integrovaných obvodů, zejména dálkové ovládání je vstupním stupněm jakéhokoli operačního zesilovače.

Problém kvalitního, ale jednoduchého a levného sluchátkového zesilovače zůstává aktuální. Osobně mám problém se sluchátky Bayerdynamic 880 s odporem 250 ohmů. Fungují čistě, ale bezduchě, jako monitor, nechcete je poslouchat. Proto jsem se rozhodl postavit a otestovat zesilovač popsaný v časopise Radiohobby #1 pro rok 2011. Co z toho vzešlo, čtěte níže.

Sestavené zařízení vypadá takto:

Pro začátek, vše níže napsané je můj subjektivní názor, váš může být opačný. Tento zesilovač je neobvyklý tím, že má velmi vysokou výstupní impedanci, mimochodem jeho autorem není Lipavský, ale Safronov. Psal jsem autorovi osobně o autorství a provozu zesilovače, ale bohužel jsem nedostal žádnou odpověď ...

A napájecí obvod.

Vyloučený fragment. Náš časopis existuje z darů čtenářů. K dispozici je pouze plná verze tohoto článku

Dojmy z poslechu

Poslechové dojmy 2