Схемы задержки импульса. Устройство задержки прямоугольных импульсов

Рассмотрение методов спектрального анализа радиотехнических сигналов мы начнем с детерминированных периодических сигналов. Как уже подчеркивалось выше детерминированные сигналы характеризуются тем, что в любой наперед заданный момент времени его значения можно точно определить. Периодическим детерминированным сигналом является сигнал известной формы периодически повторяющийся через интервал времени , называемый периодом повторения. Математически периодический сигнал описывается выражением

, (2.1)

К периодическим сигналам относятся гармоническое колебание, определенное на бесконечном интервале времени, последовательность импульсов с известной амплитудой, длительностью и периодом повторения и другие.

Спектральный анализ предусматривает выбор системы базисных функций. На практике наибольшее распространение получили тригонометрические функции. Это обусловлено тем, что при преобразовании сигналов такой формы, например, линейными радиотехническими цепями их форма сохраняется, а меняются только амплитуда и фазы колебаний. С другой стороны, формирование таких сигналов осуществляется достаточно простыми техническими средствами.

Сигналы, описываемые тригонометрическими функциями, называются гармоническими сигналами, а спектральный анализ в системе базисных тригонометрических функций – гармоническим анализом.

Итак, выберем в качестве базисных функций систему

Нетрудно убедиться, что функции, образующие систему (2.2) являются ортогональными на интервале времени и удовлетворяют условию периодичности (2.1). Тогда в соответствии с (1.36) можно записать

где .

Нормы базисных функций в соответствии с (1.26) равны

; .

Тогда из (1.39) вытекает

, (2.4)

, . (2.5)

Выражение (2.3) называется тригонометрическим рядом Фурье и представляет собой разложение сигнала на составляющие в системе тригонометрических функций.

В радиотехнической практике часто оказывается удобнее иное представление ряда (2.3). Выделим из (2.3) k-тую составляющую

и представим ее в виде

, (2.6)

С геометрической точки зрения составляющую можно рассматривать как вектор в системе координат (рис. 2.1). Длина вектора , а -угол, на который повернут вектор относительно оси . Нетрудно убедиться, что

, .

Тогда выражение (2.6) принимает вид

где .

С учетом (2.7), ряд Фурье (2.3) можно переписать следующим образом

. (2.8)

Составляющая

(2.9)

называется k-той гармонической составляющей или просто k-той гармоникой .

В соответствии с определением спектра, данном в предыдущем разделе, совокупность и составляют амплитудный спектр , а совокупность – фазовый спектр сигнала. Таким образом, амплитудный спектр периодического сигнала содержит постоянную составляющую и бесконечное число амплитуд соответствующих гармоник. То же самое относится и к фазовому спектру.

При спектральном анализе спектры удобно представлять в виде спектральных диаграмм .

На рис.2.2, а изображен периодический сигнал в координатах и . Проведем еще одну ось, перпендикулярную осям и и отложим на этой оси значения . Изобразим гармонические составляющие сигнала на этих частотах, а на оси частот отложим значения и в виде отрезков прямой. Если теперь развернуть всю систему координат вокруг оси на 90º в направлении стрелки, мы получим диаграмму амплитудного спектра сигнала (рис. 2.2, б). Таким же образом можно построить спектральную диаграмму фазового спектра, примерный вид которой показан на рис. 2.2, в.

2.2. Амплитудный и фазовый спектры периодической последовательности прямоугольных импульсов

В качестве примера приведем разложение в ряд Фурье периодической последовательности прямоугольных импульсов с амплитудой , длительностью и периодом следования , симметричной относительно нуля, т.е.

, (2.10)

Здесь

Разложение такого сигнала в ряд Фурье дает

, (2.11)

где – скважность.

Для упрощения записи можно ввести обозначение

, (2.12)

Тогда (2.11) запишется следующим образом

, (2.13)

На рис. 2.3 изображена последовательность прямоугольных импульсов. Спектр последовательности, как впрочем, и любого другого периодического сигнала, носит дискретный (линейчатый) характер.

Огибающая спектра (рис. 2.3, б) пропорциональна . Расстояние по оси частот между двумя соседними составляющими спектра равно , а между двумя нулевыми значениями (ширина лепестка спектра) – . Число гармонических составляющих в пределах одного лепестка, включая правое по рисунку нулевое значение, составляет , где знак означает округление до ближайшего целого числа, меньшего (если скважность – дробное число), или (при целочисленном значении скважности). При увеличении периода основная частота уменьшается, спектральные составляющие на диаграмме сближаются, амплитуды гармоник также уменьшаются. При этом форма огибающей сохраняется.

При решении практических задач спектрального анализа вместо угловых частот используют циклические частоты , измеряемые в Герцах. Очевидно, расстояние между соседними гармониками на диаграмме составит , а ширина одного лепестка спектра – . Эти значения представлены на диаграмме в круглых скобках.

В практической радиотехнике в большинстве случаев вместо спектрального представления (рис. 2.3, б) используют спектральные диаграммы амплитудного и фазового спектров. Амплитудный спектр последовательности прямоугольных импульсов представлен на рис. 2.3, в.

Очевидно, огибающая амплитудного спектра пропорциональна .

Что же касается фазового спектра (рис. 2.3, г), то полагают, что начальные фазы гармонических составляющих изменяются скачком на величину -π при изменение знака огибающей sinc kπ / q . Начальные фазы гармоник первого лепестка, полагаются равными нулю. Тогда начальные фазы гармоник второго лепестка составят φ = -π , третьего лепестка φ = -2π и т.д.

Рассмотрим еще одно представление сигнала рядом Фурье. Для этого воспользуемся формулой Эйлера

.

В соответствии с этой формулой k-ю составляющую (2.9) разложения сигнала в ряд Фурье можно представить следующим образом

; . (2.15)

Здесь величины и являются комплексными и представляют собой комплексные амплитуды составляющих спектра. Тогда ряд

Фурье (2.8) с учетом (2.14) примет следующую форму

, (2.16)

, (2.17)

Нетрудно убедиться в том, что разложение (2.16) проводится по базисным функциям , которые также являются ортогональными на интервале , т.е.

Выражение (2.16) представляет собой комплексную форму ряда Фурье, которая распространяется на отрицательные частоты. Величины и , где означает комплексную сопряженную с величину, называются комплексными амплитудами спектра. Т.к. является комплексной величиной, из (2.15) следует, что

И .

Тогда совокупность составляет амплитудный, а совокупность – фазовый спектр сигнала .

На рис. 2.4 представлена спектральная диаграмма спектра рассмотренной выше последовательности прямоугольных импульсов, представленного комплексным рядом Фурье

Спектр также носит линейчатый характер, но в отличие от ранее рассмотренных спектров определяется как в области положительных, так и в области отрицательных частот. Поскольку является чётной функцией аргумента , спектральная диаграмма симметрична относительно нуля.

Исходя из (2.15) можно установить соответствие между и коэффициентами и разложения (2.3). Так как

И ,

то в результате получим

. (2.18)

Выражения (2.5) и (2.18) позволяют найти значения при практических расчетах.

Дадим геометрическую интерпретацию комплексной формы ряда Фурье. Выделим k-тую составляющую спектра сигнала. В комплексной форме k-я составляющая описывается формулой

, (2.19)

где и определятся выражениями (2.15).

В комплексной плоскости каждое из слагаемых в (2.19) изображается в виде векторов длиной , повернутых на угол и относительно вещественной оси и вращающихся в противоположных направлениях с частотой (рис. 2.5).

Очевидно, сумма этих векторов дает вектор, расположенный на вещественной оси, длина которого составляет . Но этот вектор соответствует гармонической составляющей

Что касается проекций векторов на мнимую ось, то эти проекции имеют равную длину, но противоположные направления и в сумме дают ноль. А это значит, что сигналы, представленные в комплексной форме (2.16) в действительности являются вещественными сигналами. Иными словами, комплексная форма ряда Фурье является математической абстракцией, весьма удобной при решении целого ряда задач спектрального анализа. Поэтому, иногда спектр, определяемый тригонометрическим рядом Фурье, называют физическим спектром , а комплексной формой ряда Фурье – математическим спектром .

И в заключение рассмотрим вопрос распределения энергии и мощности в спектре периодического сигнала. Для этого воспользуемся равенством Парсеваля (1.42). При разложении сигнала в тригонометрический ряд Фурье выражение (1.42) принимает вид

.

Энергия постоянной составляющей

,

а энергия k-той гармоники

.

Тогда энергия сигнала

. (2.20)

Т.к. средняя мощность сигнала

то с учетом (2.18)

. (2.21)

При разложение сигнала в комплексный ряд Фурье выражение (1.42) имеет вид

где - энергия k-той гармоники.

Энергия сигнала в этом случае

,

а его средняя мощность

.

Из приведенных выражений следует, что энергия или средняя мощность k-той спектральной составляющей математического спектра вдвое меньше энергии или мощности соответствующей спектральной составляющей физического спектра. Это обусловлено тем, что физического спектра распределяется поровну между и математического спектра.

Выражения (2.20) – (2.12) позволяют рассчитать и построить спектральные диаграммы распределения энергий или мощностей, т.е. энергетические спектры периодического сигнала.

2.3. Интегральное преобразование Фурье

Рассмотренный выше гармонический анализ периодических сигналов можно обобщить и на непериодические (одиночные) сигналы. Возвратимся к периодическому сигналу произвольной формы (рис. 2.6, а).

Увеличим значение до . Соседние с центральным сигналы сдвинутся вправо и влево по оси времени. Если теперь устремить , на временной диаграмме (рис. 2.6, б) останется только одиночный сигнал конечной длительности. Если мощность сигнала отлична от нуля, то энергия такого сигнала конечна. Математически это условие равносильно требованию сходимости интеграла

,

где – абсолютное значение функции .

Иными словами функция должна быть абсолютно интегрируемой.

Обратимся к спектральным диаграммам (рис. 2.2, б, в). Т.к. расстояние по оси частот между соседними составляющими равно

, (2.24)

то с увеличением величина уменьшается и спектральные составляющие сближаются. При этом значения комплексных амплитуд составляющих уменьшаются. При величина и спектр из линейчатого становится сплошным и представляет собой бесконечно большое число гармоник и бесконечно малыми амплитудами.

Воспользуемся комплексной формой ряда Фурье (2.16). Подставляя в эту формулу выражение (2.17), получим

.

Тогда с учетом того, что и , запишем

. (2.25)

Т.к. в пределе при величина , то в соответствии с (2.24) превращается в бесконечно малое приращение , а частота k-той гармоники – в текущую частоту . При этом пределы внутреннего интеграла в (2.25) расширяются от до , а суммирование переходит в операцию интегрирования. С учетом этого выражение (2.25) принимает следующий вид:

. (2.26)

Интеграл, заключенный в скобки выражения (2.26), описывает комплексный спектр одиночного сигнала

. (2.27)

Тогда с учетом (2.27) выражение (2.26) запишется следующим образом

. (2.28)

Выражения (2.27) и (2.28) представляют собой соответственно прямое и обратное преобразование Фурье .

Выясним физический смысл комплексного спектра одиночного сигнала. Зафиксируем некоторую частоту . Так как для периодического сигнала , то для вычисления комплексной амплитуды в выражении (2.17) пределы интегрирования можно распространить на область , т.е.

. (2.29)

С другой стороны на этой же частоте для одиночного сигнала в соответствии с (2.27)

. (2.30)

Так как интегралы в (2.29) и (2.30) совпадают, можно записать

, (2.31)

здесь период согласно (2.24) равен

где – элементарный интервал частот, измеряемый в герцах.

.

В практической радиотехнике вместо комплексного спектра часто используют амплитудный спектр. В этом случае

. (2.32)

Отсюда следует, что характеризует плотность распределения амплитуд составляющих сплошного спектра одиночного сигнала по частоте. Если – изменяющиеся во времени напряжение или ток, то размерность составляет или .

Запишем (2.32) с учетом (2.24) в виде

. (2.33)

Отсюда следует, что огибающая сплошного спектра одиночного сигнала и огибающая соответствующего периодического сигнала совпадают по форме и отличаются только масштабом . На практике в ряде случаев при вычислении спектра периодического сигнала гораздо проще сначала найти одиночного сигнала, а затем, пользуясь соотношением (2.33) перейти к спектру периодического сигнала.

Преобразования Фурье (2.27) и (2.28) представлены в комплексной форме. Воспользовавшись известными соотношениями

, (2.34, а)

, (2.34,б)

можно получить тригонометрическую форму преобразований. Так, с учетом (2.34, б) выражение (2.27) принимает следующий вид

где первый интеграл представляет собой вещественную, а второй – мнимую часть , т.е.

, (2.36)

. (2.37)

Тогда модуль или амплитудный спектр вычисляется по формуле

а аргумент или фазовый спектр - в соответствии с выражением

. (2.39)

Если сигнал является четной функцией времени , то второй интеграл в (2.35) равен нулю, т.к. произведение является нечетной функцией, а пределы интегрирования симметричны относительно нуля. В этом случае описывается вещественной и четной функцией

Если же сигнал является нечетной функцией времени, то первый интеграл обращается в ноль и представляет собой нечетную и чисто мнимую функцию частоты , т.е.

. (2.41)

Таким образом (2.35), (2.40) и (2.41) характеризуют тригонометрическую форму прямого преобразования Фурье.

Обратимся теперь к обратному преобразованию Фурье (2.28).

С учетом того, что

выражение (2.28) можно представить в следующем виде

,

или, в соответствии с (2.34,а)

Если – четная функция, то второй интеграл является нечетной функцией и его значение равно нулю. Тогда окончательно запишем

В качестве примера рассмотрим преобразование Фурье прямоугольного импульса длительности и амплитудой , определенного на интервале

Воспользовавшись выражением (2.27), после несложных преобразований получим

.

На рис. 2.7 изображены форма импульса и его спектральная функция.

Сравнение спектральных диаграмм рис. 2.4 и рис. 2.7,б показывает, что формы огибающей линейчатого и сплошного спектров совпадают, что подтверждает сделанные ранее выводы. При этом как огибающая линейчатого, так и огибающая сплошного спектров достигают нулевого значения на частотах ω = 2 l π/τ , где . При значение спектральной функции равно площади импульса.

Перейдем к рассмотрению основных свойств преобразования Фурье. Для краткости записи пару преобразований (прямое и обратное) символически будем представлять следующим образом:

1. Линейность преобразования Фурье

где и – произвольные числовые коэффициенты.

Доказательство формулы (2.43) не вызывает затруднений, для этого достаточно подставить сумму в выражение (2.27).

2. Свойство временного сдвига (теорема запаздывания)

Т.к. , то (2.44) можно представить в виде

Таким образом задержка сигнала во времени на величину приводит к изменению его фазового спектра на .

3. Изменение масштаба времени

. (2.46)

В зависимости от величины имеет место либо сжатие , либо растяжение сигнала во времени. Из (2.46) следует, что при сжатии сигнала во времени в раз происходит расширение его спектра во столько же раз. И наоборот.

4. Операция дифференцирования

. 2.47)

При дифференцировании сигнала все гармонические составляющие его спектра изменяют начальную фазу на .

5. Операция интегрирования

. (2.48)

При интегрировании сигнала все гармонические составляющие его спектра изменяют начальную фазу на . Свойство (2.48) справедливо, если

6. Если , то

Интеграл в правой части выражения (2.49) называется сверткой . Таким образом, преобразование Фурье произведения сигналов представляет собой свертку (с коэффициентом ) их спектров. В частном случае при и равенстве двух сигналов можно получить следующее соотношение:

которое представляет собой интегральную форму равенства Парсеваля (2.22). Из этого соотношения следует, что полная энергия непериодического сигнала равна сумме энергий всех его спектральных составляющих. При этом зависимость

, (2.51)

представляет собой спектральную плотность энергии или энергетический спектр одиночного сигнала.

2.4. Эффективная длительность и эффективная ширина спектра сигнала

Для решения практических задач радиотехники крайне важно знать значения длительности и ширины спектра сигнала, а также соотношение между ними. Знание длительности сигнала позволяет решать задачи эффективного использования времени, предоставляемого для передачи сообщений, а знание ширины спектра – эффективного использования диапазона радиочастот.

Решение указанных задач требует строгого определения понятий «эффективная длительность» и «эффективная ширина спектра». На практике существует большое число подходов к определению длительности. В том случае, когда сигнал ограничен во времени (финишный сигнал), как это имеет место, например, для прямоугольного импульса, определение длительности не встречает затруднений. Иначе обстоит дело, когда теоретически сигнал имеет бесконечную длительность, например, экспоненциальный импульс

В этом случае в качестве эффективной длительности может быть принят интервал времени , в течение которого значение сигнала . При другом способе в качестве выбирают интервал времени, в течение которого . То же самое можно сказать и в отношении определения эффективной ширины спектра .

Хотя в дальнейшем, некоторые из этих способов будут использоваться при анализе радиотехнических сигналов и цепей, следует отметить, что выбор способа существенно зависит от формы сигнала и структуры спектра. Так для экспоненциального импульса более предпочтителен первый из указанных способов, а для сигнала колоколообразной формы – второй способ.

Более универсальным является подход, использующий энергетические критерии. При таком подходе в качестве эффективной длительности и эффективной ширины спектра рассматриваются соответственно интервал времени и диапазон частот, в пределах которых сосредоточена подавляющая часть энергии сигнала

, (2.52)

, (2.53)

где – коэффициент, показывающий, какая часть энергии сосредоточена в интервалах или . Обычно величину выбирают в пределах .

Применим критерии (2.52) и (2.53) для определения длительности и ширины спектра прямоугольного и экспоненциального импульсов. Для прямоугольного импульса вся энергия сосредоточена в интервале времени или , поэтому его длительность . Что касается эффективной ширины спектра, то установлено, что более 90% энергии импульса сосредоточено в пределах первого лепестка спектра. Если рассматривать односторонний (физический) спектр импульса, то ширина первого лепестка спектра составляет в круговых частотах или в циклических частотах. Отсюда следует, что эффективная ширина спектра прямоугольного импульса равна

Перейдем к определению и экспоненциального импульса. Полная энергия импульса составляет

.

Воспользовавшись (2.52), получим

.

Вычислив интеграл в левой части уравнения и решив его, можно прийти к следующему результату

.

Спектр экспоненциального импульса найдем, воспользовавшись преобразованием Фурье

,

откуда следует

.

Подставляя это выражение в (2.53) и решая уравнение, получим

.

Найдем произведение эффективной длительности на эффективную ширину спектра. Для прямоугольного импульса это произведение составляет

,

или для циклических частот

.

Для экспоненциального импульса

Таким образом, произведение эффективной длительности на эффективную ширину спектра одиночного сигнала есть постоянная величина, зависящая только от формы сигнала и величины коэффициента . Это означает, что при уменьшении длительности сигнала его спектр расширяется и наоборот. Этот факт уже отмечался пи рассмотрении свойства (2.46) преобразования Фурье. На практике это означает, что невозможно сформировать короткий сигнал, обладающий узким спектром, что является проявлением физического принципа неопределенности .

2.5. Спектры неинтегрируемых сигналов

Одним из условий применимости преобразования Фурье функции , описывающей форму сигнала, является ее абсолютная интегрируемость, что означает конечную энергию сигнала. Вместе с тем в ряде случаев спектрально удовлетворяющих этому условию. Это может быть гармоническое колебание, используемое в качестве несущего колебания при осуществлении операции модуляции, сигналы, описываемые единичной функцией и др. Однако, и на эти сигналы может быть распространен аппарат преобразования Фурье.

Рассмотрим сначала сигнал вида

Очевидно такой сигнал обладает бесконечной энергией. Применим формально к этому сигналу преобразование Фурье (2.27)

.

,

то (2.54) можно переписать следующим образом

.

Воспользовавшись табличным интегралом

,

где – рассмотренная выше - функция.

Тогда, с учетом этого выражения, получим

Из (2.55) следует, что спектр гармонического колебания определенного на интервале времени , равен нулю на всех частотах, кроме и . На этих частотах значение спектральных составляющих обращается в бесконечность (рис. 2.8, а)

Если положить , что соответствует постоянному сигналу , то из (2.55) следует

.

Таким образом, спектр постоянного сигнала отличен от нуля только при (рис. 2.8,б). На этой частоте значение спектральной составляющей равно бесконечности.

Можно показать [Л.3], что спектр ступенчатого сигнала

,

.

Из выше изложенного следует, что спектры неинтегрируемых сигналов можно вычислить, используя преобразование Фурье с привлечением математической абстракции – - функции. Тогда возникает вопрос: а что же представляет собой спектр сигнала, форма которого описывается - функцией, т.е.

.

Применяя (2.27) к этому сигналу и учитывая фильтрующее свойство -функции, получим

Следовательно сигнал, представляющий собой произведение на - функцию (на практике – очень короткий импульс очень большой амплитуды) имеет равномерный спектр по всему диапазону частот. Этот важный для радиотехнических задач вывод будет использован в дальнейшем.

2.6. Корреляционно-спектральный анализ детерминированных сигналов

Во многих радиотехнических задачах часто возникает необходимость сравнения сигнала и его копии, сдвинутой на некоторое время . В частности такая ситуация имеет место в радиолокации, где отраженный от цели импульс поступает на вход приемника с задержкой во времени. Сравнение этих сигналов между собой, т.е. установление их взаимосвязи, при обработке позволяет определять параметры движения цели.

Для количественной оценки взаимосвязи сигнала и его сдвинутой во времени копии вводится характеристика

, (2.57)

Которая называется автокорреляционной функцией (АКФ).

Для пояснения физического смысла АКФ приведем пример, где в качестве сигнала выступает прямоугольный импульс длительностью и амплитудой . На рис. 2.9 изображены импульс, его копия, сдвинутая на интервал времени и произведение . Очевидно, интегрирование произведения дает значение площади импульса, являющегося произведением . Это значение при фиксированном можно изобразить точкой в координатах . При изменении мы получим график автокорреляционной функции.

Найдем аналитическое выражение . Так как

то подставляя это выражение в (2.57), получим

. (2.58)

Если осуществлять сдвижку сигнала влево, то аналогичными вычислениями нетрудно показать, что

. (2.59)

Тогда объединяя (2.58) и (2.59), получим

. (2.60)

Из рассмотренного примера можно сделать следующие важные выводы, распространяющиеся на сигналы произвольной формы:

1. Автокорреляционная функция непериодического сигнала с ростом убывает (необязательно монотонно для других видов сигналов). Очевидно, при АКФ также стремиться к нулю.

2. Своего максимального значения АКФ достигает при . При этом, равна энергии сигнала. Таким образом, АКФ является энергетической характеристикой сигнала. Как и следовало ожидать при сигнал и его копия полностью коррелированны (взаимосвязаны).

3. Из сравнения (2.58) и (2.59) следует, что АКФ является четной функцией аргумента , т.е.

.

Важной характеристикой сигнала является интервал корреляции . Под интервалом корреляции понимают интервал времени , при сдвижке на который сигнал и его копия становятся некоррелированными.

Математически интервал корреляции определяется следующим выражением

,

или поскольку – четная функция

. (2.61)

На рис. 2.10 изображена АКФ сигнала произвольной формы. Если построить прямоугольник, по площади равный площади под кривой при положительных значениях (правая ветвь кривой), одна сторона которого равна , то вторая сторона будет соответствовать .

Схемы задержки цифровых сигналов требуются для временно го согласования распространения сигналов по различным путям цифрового устройства. Временные рассогласования прохождения сигналами заданных путей могут привести к критическим временным состязаниям, нарушающим работу устройств. На время прохождения влияют параметры элементов, через которые передаются цифровые сигналы. Изменяя эти параметры, можно изменять время распространения сигналов. Для изменения времени задержки используют электромагнитные линии задержки, цепочки логических элементов, RC -цепочки. Используя такие элементы, можно получить сужение, расширение сигналов, сужение со сдвигом относительно фронта входного импульса и т. д.

Рис. 12.8. Формирователь короткого импульса с задержкой относительно переднего фронта (а) и временная диаграмма (б)

Каждый логический элемент создает временную задержку, поэтому при появлении входного сигнала изменение уровня выходного сигнала после первого логического элемента U 1 происходит через время t зд.р. Аналогично, через интервал временной задержки изменяются выходные сигналы других инверторов (U 2 ,U 3). Изменение состояния четвертого элемента нужно анализировать с учетом того, что здесь входы раздельные. До поступления входного сигнала на верхнем входе логического элемента DD 4 была логическая 1, а на нижнем входе – логический 0. Поэтому в установившемся состоянии на выходе схемы был высокий потенциал (логическая 1).

После появления входного сигнала на нижнем входе элемента DD 4 устанавливается логическая единица, на верхнем также пока еще действует 1. Поэтому на выходе схемы через время t зд.р установится логический 0. Пройдя через три логических элемента, входной сигнал изменит значение U 3 c 1 на 0 (это верхний вход элемента DD 4). Выходное напряжение схемы с учетом t зд.р в элементе DD 4 снова станет равно 1. Следовательно, схема формирует из переднего фронта входного сигнала короткий импульс длительностью 3t зд.р со сдвигом относительно переднего фронта на t зд.р. Задний фронт входного сигнала изменения состояния схемы на выходе не вызывает, поскольку к моменту появления 1 на верхнем входе элемента DD 4 на нижнем уже существует 0. Поэтому 1 на выходе сохраняется до появления следующего входного импульса. Происходящие процессы без учета длительности фронтов импульсов представлены на временной диаграмме (рис. 12.8, б ). Формируемый схемой сигнал имеет низкий уровень.

Если конъюнктор DD 4 в схеме (рис. 12.8, а ) заменить на дизъюнктор, а число инверторов сделать четным, то схема будет расширять входные импульсы на временной интервал, равный nt зд.р, где n – число инверторов в цепи задержки. Схема расширителя импульсов и временная диаграмма его работы представлены на рис. 12.9.

Рис. 12.9. Схема расширителя импульсов (а ) и временная диаграмма (б )

Из временной диаграммы видно, что длительность выходного импульса больше длительности входного на 4t зд.р.

Рассмотрены кратко лишь несколько схем последовательных формирователей импульсов. Дополнительные сведения можно найти в .

Одновибраторы

Одновибраторы (ждущие мультивибраторы) относятся к группе регенеративных схем. Этот класс импульсных устройств осуществляет формирование интервалов времени заданной длительности из входного запускающего импульса неопределенной (но достаточно короткой) длительности (не больше длительности вырабатываемого импульса). Для реализации ждущего мультивибратора устройство с коэффициентом передачи больше единицы необходимо охватить регенеративной (положительной) обратной связью.

Одна из возможных схем одновибраторов приведена на рис. 12.10, а . Одновибратор построен на двух элементах логики типа 2И-НЕ путем введения положительной обратной связи (выход второго элемента соединен с входом первого).

В исходном состоянии на выходе элемента DD 2 имеется уровень 1, а на выходе элемента DD 1 – логический 0, так как на обоих его входах имеется 1 (запускающие импульсы представляют отрицательный перепад напряжения). При поступлении на вход запускающего отрицательного перепада напряжения на выходе первого элемента появится уровень 1. Положительный перепад через ёмкость С поступит на вход второго элемента. При этом ёмкость С начнёт заряжаться через резистор R. Элемент DD 2 инвертирует этот сигнал, и уровень 0 по цепи обратной связи подается на второй вход элемента DD 1. На выходе элемента DD 2 поддерживается уровень 0 до тех пор, пока падение напряжения на резисторе R не снизится до величины U пор в процессе заряда конденсатора С (рис. 12.10, б ). Длительность выходного импульса одновибратора может быть определена с помощью выражения

Рис. 12.10. Схема одновибратора (а ) и временная диаграмма (б )

t и = C (R + R вых)ln (U 1 /U пор),

где R вых – выходное сопротивление первого элемента; U пор – пороговое напряжение логического элемента.

Рассмотренная схема может быть реализована как на микросхемах ТТЛ, так и на КМОП-структурах. Однако специфика каждого вида логики накладывает свои условия. Для построения одновибраторов можно использовать триггеры, имеющие дополнительные входы S а и R а для принудительной установки их в единичное и нулевое состояния.

Одновибраторы выпускаются в виде самостоятельных микросхем. В составе ТТЛ-серий имеется несколько микросхем ждущих и управляемых мультивибраторов. Преимущество одновибраторов в микросхемном исполнении состоит в меньшем количестве навесных деталей, в большей временной стабильности и более широких функциональных возможностях. К таким микросхемам относятся одновибраторы К155АГ1 и К155АГ3, в составе КМОП-серий – 564АГ1, 1561АГ1. Работа подобных микросхем подробно описана в литературе .

Для получения импульсов заданной длительности можно использовать счетчики. На основе счетчиков строят цифровые одновибраторы. Их применяют, когда временной интервал должен быть очень большим или предъявляются высокие требования к стабильности формируемого интервала. В этом случае минимальная получаемая длительность ограничена только быстродействием используемых элементов, а максимальная длительность может быть любой (в отличие от схем, использующих RC -цепи).

Принцип работы цифрового одновибратора основан на включении триггера входным сигналом и отключении через временной интервал, определяемый коэффициентом пересчета счетчика. На рис. 12.11 показан пример схемы для получения импульса заданной длительности с помощью счетчика.

Работу одновибратора поясняют диаграммы, на рис. 12.11, б . В исходном состоянии триггер DD 2 на инверсном выходе имеет высокий уровень, который по входу R устанавливает счетчик DD 1 в нулевое состояние. После прихода входного (запускающего) импульса U вх = 1 в момент t 1 триггер устанавливается в единичное состояние. На его инверсном выходе, при этом, установится низкий уровень, который разрешит счет импульсов программируемому счетчику DD 1. Счет импульсов от генератора G продолжается до значения, которое установлено по входам программирования. После подсчета заданного числа импульсов на выходе счетчика формируется сигнал высокого уровня U CT (момент t 2) , который вернет триггер DD 2 в нулевое состояние. При этом на инверсном выходе триггера снова установится высокий уровень, а счетчик вернется в исходное состояние.

Рис. 12.11. Структурная схема (а ) и временные диаграммы

(б ) цифрового одновибратора

Общим недостатком подобных схем является случайная погрешность, связанная с произвольностью фазы задающего генераторав момент запуска. Погрешность может составлять до периода тактовой частоты и уменьшается с увеличением частоты генератора. Устранить этот недостаток позволяют схемы с управляемым запуском генератора (генератор включается при появлении запускающего импульса).

Использование в составе одновибратора счетчиков с программируемым коэффициентом деления позволяет получить импульс любой длительности. Микросхема 564ИЕ15, например, состоит из пяти вычитающих счетчиков, модули пересчета которых программируются параллельной загрузкой данных в двоичном коде. Более высокая стабильность длительности выходного импульса обеспечивается применением кварцевого генератора тактовой частоты.

Разве может о чем-то поведать импульс? - скажете вы. Импульс он и есть импульс, только прямоугольной формы.

Но в том-то и дело, что до сих пор мы лишь наблюдали на экране осциллографа подобные импульсы, скажем, во время настройки электронного коммутатора, и по их наличию судили об исправности генератора. Если же использовать прямоугольный импульс в качестве контрольного сигнала и подавать его, например, на вход усилителя ЗЧ, то по форме выходного сигнала можно сразу же оценить работу усилителя и назвать его недостатки - малую полосу пропускания, недостаточное усиление на низших или высших частотах, самовозбуждение в какой-то области частот.

А возьмите широкополосный делитель напряжения, используемый, например, в самодельных измерительных приборах или осциллографах. "Пропущенный" через него прямоугольный импульс подскажет точные параметры деталей, необходимые для получения неизменного коэффициента деления сигнала в широком диапазоне частот.

Чтобы сказанное стало понятно, давайте сначала познакомимся с некоторыми параметрами импульсного сигнала, которые нередко упоминаются в описаниях различных генераторов, устройств автоматики и вычислительной техники. Для примера на рис. 97 показан "внешний вид" несколько искаженного (по сравнению с прямоугольным) импульса, чтобы нагляднее были видны его отдельные части.

Один из параметров импульса - его амплитуда (Uмакс), наибольшая высота импульса без учета небольших выбросов. Продолжительность нарастания импульса характеризует длительность фронта tф, а убывания -длительность спада tс. Продолжительность же "жизни" импульса определяет длительность tи - время между началом и концом импульса, отсчитываемое обычно на уровне 0,5 амплитуды (иногда на уровне 0,7).

Вершина импульса может быть плоской, с завалом или подъемом. У прямоугольного импульса вершина плоская, а фронт и спад настолько крутые, что определить их длительность по осциллографу не удается.

Импульсный сигнал оценивают еще и скважностью, показывающей соотношение между длительностью импульса и периодом следования импульсов. Скважность - частное от деления периода не длительность. В показанном на рис. 97, б примере скважность равна 3.

Вот теперь, после краткого знакомства с импульсом и его параметрами, построим генератор прямоугольных импульсов, необходимый для последующих экспериментов. Он может быть выполнен как на транзисторах, так и на микросхемах. Главное, чтобы генератор выдавал импульсы с крутыми фронтами и спадами, а также с возможно более плоской вершиной. Кроме того, для наших целей скважность должна находиться в пределах 2-3, а частота следования импульсов составлять в одном режиме примерно 50 Гц, а в другом – 1500 Гц. Чем вызваны частотные требования, вы узнаете позже.

Наиболее просто обеспечить поставленные требования может генератор на микросхеме и транзисторе (рис. 98). Он содержит немного деталей, работоспособен при снижении напряжения питания до 2,5 В (при этом падает в основном амплитуда сигнала) и позволяет получить выходные импульсы амплитудой до 2,5 В (при указанном напряжении питания) при скважности 2,5.

Собственно сам генератор выполнен на элементах DD1.1 - DD1.3 по известной схеме мультивибратора. Частота следования импульсов зависит от сопротивления резистора R1 и емкости конденсатора, подключенного в данный момент переключателем SA1. В показанном на схеме положении подвижного контакта переключателя к генератору подключен конденсатор С1, поэтому импульсы на выходе генератора (вывод 8 элемента DD1.3) следуют с частотой 50 Гц (период следования 20 мс). Когда подвижный контакт переключателя будет поставлен в нижнее по схеме положение,подключится конденсатор С2 и частота следования станет равной примерно 2000 Гц (период следования 0,5 мс).

Далее импульсный сигнал поступает через резистор R2 на эмиттерный повторитель, выполненный на транзисторе VT1. С движка переменного резистора R3, являющегося нагрузкой повторителя, сигнал подается на выходной зажим ХТ1. В итоге с зажимов ХТ1 и ХТ2 можно снимать прямоугольные импульсы амплитудой от нескольких десятков милливольт до единиц вольт. Если по каким-либо причинам даже минимального сигнала окажется в избытке (например, при проверке весьма чувствительного усилителя), выходной сигнал можно уменьшить либо включением между верхним по схеме выводом резистора R3 и эмиттером транзистора постоянного резистора сопротивлением 1-З кОм, либо применением внешнего делителя напряжения.

Несколько слов о деталях. В генераторе могут работать элементы И-НЕ других микросхем серий К155 (скажем, К155ЛА4), а также любой транзистор серии КТ315. Конденсатор С1 - К50-6 или другой, рассчитанный на напряжение не ниже 10 В; С2 - любой, возможно меньших габаритов. Резисторы - МЛТ-0,125 и СП-1 (R3), источник питания - батарея 3336. Потребляет генератор менее 15 мА, поэтому такого источника хватит надолго.

Поскольку деталей в генераторе немного, нет нужды давать чертеж печатной платы - разработайте ее самостоятельно. Плату с деталями и источник питания укрепите внутри корпуса (рис. 99), а на его передней стенке разместите переключатель диапазонов, выключатель питания, переменный резистор и зажимы.

Следующий этап - проверка и налаживание генератора с помощью нашего осциллографа. Входной щуп осциллографа подключите к выводу 8 микросхемы, а "земляной" - к общему проводу (зажим ХТ2). Осциллограф работает пока в автоматическом режиме (кнопка "АВТ. -ЖДУЩ." отжата), синхронизация - внутренняя, вход - открытый чтобы исключить искажения сигнала, следующего с низкой частотой). Входным аттенюатором осциллографа можно установить чувствительность, скажем, 1 В/дел., а переключателями длительности развертки - длительность 5 мс/дел.

После подачи питания на генератор и установки переключателя SA1 в показанное на схеме положение, на экране осциллографа появится изображение в виде двух парал-

лельных линий (рис. 100, а), составленных перемещающимися "штрихами". Так выглядит несинхронизированное изображение импульсного сигнала.

Достаточно теперь перевести осциллограф в ждущий режим (нажать кнопку "АВТ. - ЖДУЩ.") и установить синхронизацию от положительного сигнала поворотом ручки "СИНХР." в крайнее по часовой стрелке положение, чтобы изображение на экране "остановилось" (рис. 100, б). Если изображение немного подергивается, добейтесь лучшей синхронизации его ручкой регулировки длины развертки.

Определите длительность периода повторения импульсов и, если это необходимо. установите ее равной 20 мс подбором резистора R1.

Измерить точно период при установленной длительности развертки затруднительно, поэтому воспользуйтесь простым приемом. При данной синхронизации установите длительность развертки равной 2 мс/дел. На экране должно появиться более растянутое изображение импульса (рис.100, в), длина вершины которого составит примерно 3,5 деления, т. е. длительность импульса будет равна 7 мс.

Затем при этой же длительности развертки установите синхронизацию отрицательным сигналом, повернув ручку "СИНХР." в крайнее положение против часовой стрелки. На экране увидите изображение паузы (рис. 100,г), поскольку развертка осциллографа запускается теперь спадом импульса. Длина линии 6,5 деления, значит, длительность паузы равна 13мс. Сумма длительностей импульса и паузы составит значение периода повторения импульсов (20 мс).

Аналогично проверьте работу генератора на втором диапазоне, установив подвижный контакт переключателя в нижнее по схеме положение ("2 кГц"). Длительность развертки осциллографа в этом случае установите равной, например, 0,1 мс/дел. Период следования импульсов на этом диапазоне должен составить 0,5 мс, что соответствует частоте повторения 2000 Гц. Подстраивать в генераторе ничего не нужно, поскольку точность частоты на этом диапазоне особой роли не играет. В случае же значительного отклонения частоты от указанной ее можно изменить подбором конденсатора С2.

После этого переключите входной щуп осциллографа на зажим ХТ1 и проверьте действие регулятора амплитуды выходного сигнала - переменного резистора R3. Вы наверняка обратите внимание, что при установке движке переменного резистора в верхнее по схеме положение максимальная амплитуда импульсов будет несколько меньше, чем на мультивибраторе.Объясняется это действием эмиттерного повторителя, коэффициент передачи которого меньше единицы из-за падения части сигнала на эмиттерном переходе транзистора.

Генератор готов, можно проводить эксперименты. Начнем с проверки действия на импульс простых RC-цепей: дифференцирующей и интегрирующей. Сначала подключите к выходу генератора дифференцирующую цепь,составленную из конденсатора и переменного резистора (рис. 101). Движок резистора поставьте в нижнее по схеме положение, а на генераторе установите диапазон "50 Гц" и максимальную амплитуду выходного сигнала. При этом на экране осциллографе (он работает в ждущем режиме с синхронизацией от положительного сигнала, длительность развертки - 5мс/деп., чувствительность - 1 В/дел.) увидите изображение импульсов со скошенной вершиной (рис. 102, а). Нетрудно заметить, что импульс как бы опустился по линии спада, из-за чего увеличился размах изображения.

Искажения импульса будут расти, а размах изображения увеличиваться при перемещении движка переменного резистора вверх по схеме. Уже при сопротивлении резистора около 4 кОм размах практически достигнет удвоенной амплитуды импульса

(рис. 102, б), а при дальнейшем уменьшении сопротивления (до 1 кОм) от импульса останутся лишь остроконечные пики на месте фронта и спада. Иначе говоря, в результате дифференцирования из прямоугольного импульса удастся получить два остроконечных - положительный (по фронту) и отрицательный (по спаду).

Кроме того, дифференцирование позволяет "укоротить" импульс по времени - ведь длительность импульса измеряют по уровню 0,5 его амплитуды, а на этом уровне ширина импульса плавно изменяется при повороте ручки переменного резистора).

Дифференцирующие свойства цепи зависят от частоты повторения импульсов. Достаточно переставить переключатель диапазона генератора в положение "2 кГц" - и скос вершины практически пропадет. Импульсы, следующие с такой частотой, наше дифференцирующая цепочка пропускает практически без искажений. Чтобы получить тот же эффект, что и в предыдущем случае,емкость конденсаторе должна быть уменьшена до 0,01 мкФ.

А теперь поменяйте детали местами (рис. 103) - получится интегрирующая цепочка. Поставьте движок переменного резистора в крайнее левое по схеме положение, т. е. выведите сопротивление резистора. Изображение сигнала останется практически таким же, что и на выходе генератора до подключения цепочки. Правда, спад импульсов станет слегка изогнутым - результат разрядки конденсатора, успевающего зарядиться во время импульса.

Начинайте плавно перемещать движок резистора вправо по схеме, т. е. вводить сопротивление резистора. Сразу же фронт импульса и спад начнут скругляться (рис. 104, в), амплитуда сигнала падать. При максимальном сопротивлении резистора наблюдаемый сигнал стонет походить на пилообразный (рис. 104,б).

В чем суть интегрирования? С момента появления фронта импульса конденсатор начинает заряжаться, а по окончании импульса - разряжаться.Если сопротивление резистора или емкость конденсатора малы, конденсатор успевает зарядиться до амплитудного значения сигнала и тогда"заваливается" лишь фронт и часть вершины импульса (рис. 104, а). В этом случае можно сказать, что постоянная времени интегрирующей цепи(произведение емкости на сопротивление) меньше длительности импульса. Если же постоянная времени соизмерима или превышает длительность импульса, конденсатор не успевает зарядиться полностью во время импульса и тогда амплитуда сигнала на нем падает (рис. 104, б). Конечно, характер интегрирования зависит не только от длительности импульсов, но и частоты их повторения.

Чтобы убедиться в сказанном, вновь выведите сопротивление резистора,установите на генераторе диапазон "2 кГц" и соответственно измените длительность развертки осциллографа. На экране предстанет картина уже проинтегрированных импульсов (рис. 104, в). Это результат "взаимодействия" сопротивления эмиттерного повторителя и емкости конденсатора. Введите хотя бы небольшое сопротивление переменным резистором - и вы увидите на экране осциллографа сигнал треугольной формы (рис. 104, г). Амплитуда его мала, поэтому придется увеличить чувствительность осциллографа. Не правда ли, отчетливо видна линейность процесса зарядки и разрядки конденсатора?

В этом примере постоянная времени интегрирующей цепи немного превышает длительность импульса, поэтому конденсатор успевает заряжаться лишь до весьма малого напряжения.

Пришло время поговорить о практическом использовании прямоугольных импульсов, например, для оценки работы усилителя звуковой частоты. Правда, подобный способ пригоден для своеобразного экспресс-анализа и не дает всеобъемлющей картины амплитудно-частотной характеристики усилителя. Но он позволяет объективно оценивать способность усилителя пропускать сигналы тех или иных частот, устойчивость к самовозбуждению,а также правильность выбора деталей между каскадных связей.

Принцип проверки прост: на вход усилителя подают сначала прямоугольные импульсы с частотой следования 50 Гц, а затем - 2000 Гц, а на эквиваленте нагрузки наблюдают форму выходного сигнала. По искажениям фронта: вершины или спада судят о характеристике усилителя и его устойчивости работы.

Для примера можете исследовать усилитель ЗЧ с темброблоком (либо другой широкополосный усилитель). Его соединяют с генератором и осциллографом соответствии с рис. 105. Переключатель диапазонов генератора устанавливают положение "50 Гц", а выходной сигнал таким, чтобы при максимальном усилении усилителя и примерно средних положениях ручек регуляторов тембра амплитуда сигнала на эквиваленте нагрузки соответствовала номинальной выходной мощности, например 1,4 В (для мощности 0,2 Вт при сопротивлении нагрузки 10 Ом). Картина на экране осциллографа, подключенного к эквиваленту нагрузки, может соответствовать показанной на рис. 106, а, что будет свидетельствовать о недостаточной емкости разделительных конденсаторов между усилительными каскадами или конденсатора на выходе усилителя - через него подключена нагрузка.

Чтобы убедиться, скажем, в последнем предположении, достаточно перенести входной щуп осциллографа непосредственно на выход усилителя -до разделительного конденсатора. Если скос вершины уменьшится (рис.106, б), значит вывод верен и для лучшего воспроизведения нижних частот емкость конденсатора следует увеличить.

Аналогично просматривают изображения импульсов до и после разделительных конденсаторов между каскадами усилителя и обнаруживают тот, емкость которого недостаточна. Если усилитель вообще плохо пропускает низшие частоты, могут наблюдаться на экране осциллографа узкие пики на месте фронта и спада импульсов, как это было при сильном дифференцировании. Но более полная картина состояния усилителя получается при подаче на его вход импульсов частотой 2000 Гц. Считается, что фронт и спад отражают прохождение высших частот звукового диапазона, а вершина – низших.

Если в усилителе все в порядке и он равномерно пропускает сигнал в широкой полосе частот, то выходной импульс (сигнал на эквиваленте нагрузки) будет соответствовать по форме входному (рис. 107, а). В случае "завала" фронте и спада (рис. 107, б) можно считать, что на высших частотах уменьшилось усиление. Еще большее снижение усиления на этих частотах зафиксирует изображение, приведенное на рис. 107, а.

Возможны и многие другие варианты: падение усиления на низших частотах(рис. 107, г), некоторое повышение усиления на низших частотах (рис.107, д), падение усиления на низших и средних (провал в вершине)частотах (рис. 107, е), мала постоянная времени межкаскадных связей(рис. 107, ж) - обычно мала емкость переходных конденсаторов, подъем усиления на низших (рис 107, з) или высших (рис. 107, и) частотах,снижение усиления в каком-то узком диапазоне (рис. 107. к).

А вот два примера изображения выходного импульса (рис. 107, л, м), когда в усилителе есть резонирующие цепи.

Практически большинство этих изображений вам удастся наблюдать при изменении положений ручек регулировки тембра по низшим и высшим частотам. Одновременно с просмотром изображений неплохо было бы снимать амплитудно-частотную характеристику усилителя и сравнивать ее с "показаниями" импульсов.

И еще об одном примере использования прямоугольных импульсов - для настройки широкополосных делителей напряжения. Такой делитель,например, стоит в нашем осциллографе, он может быть в вольтметре или милливольтметре переменного тока. Поскольку полоса частот измеряемых сигналов может быть весьма широкой (от единиц до миллионов герц), делитель должен эти сигналы пропускать с одинаковым ослаблением, Иначе неизбежны ошибки измерении.

Можно, конечно, проконтролировать работу делителя снятием его амплитудно-частотной характеристики, которая подскажет, в какую сторону следует изменить номинал того или иного элемента. Но дело это значительно более трудоемкое по сравнению с методом анализа прямоугольными импульсами.

Взгляните на рис. 108, а - на нем приведена схема широкополосного компенсированного делителя напряжения. Если на низших частотах можно было бы обойтись только резисторами, сопротивления которых определяют коэффициент передачи (или коэффициент деления) делителя, то на высших частотах помимо резисторов в работе делителя участвуют конденсаторы в виде емкости монтажа, входной емкости, емкости соединительных проводников. Поэтому коэффициент передачи делителя на этих частотах может измениться значительно.

Чтобы этого не произошло, в делителе используют конденсаторы, шунтирующие резисторы и позволяющие компенсировать возможное изменение коэффициента передачи на высших частотах. Причем конденсатором С2 может быть емкость монтажа, достигающая иногда десятков пикофарад. Резистором же R2 может быть входное сопротивление устройства (осциллограф или вольтметр).

Компенсированным делитель станет в том случае, если будет обеспечено вполне определенное соотношение сопротивлений и емкостей делителя, а значит, будет равномерным коэффициент передачи делителя независимо oт частоты входного сигнала. К примеру, если применен делитель на 2, то должно соблюдаться условие R1* C1=R2*C2. При других соотношениях нарушится равномерность передачи сигнала разной частоты.

Принцип проверки компенсированного делителя с помощью прямоугольных импульсов аналогичен принципу проверки усилителя - подавая сигнал частотой 2000 Гц на вход делителя, наблюдают форму его на выходе. Если делитель скомпенсирован, форма (но, конечно, не амплитуда) сигналов будет одинаковой. В противном случае окажутся "заваленными" фронт и спад либо искажена вершина - свидетельства неравномерного пропускания делителем сигналов разных частот.

Если, к примеру, изображение сигнала будет таким, как показано на рис.108, б, значит, на высших частотах коэффициент передачи делителя падает из-за большого сопротивления на этих частотах цепочки R1C1. Следует увеличить емкость конденсатора C1. В случае появления искажений импульсов, показанных на рис. 108, в, придется, наоборот, уменьшить емкость конденсатора С1.

Попробуйте самостоятельно составить делители с разными коэффициентами деления (например, 2, 5, 10) из резисторов с высоким сопротивлением (100...500 кОм) и конденсаторов разной емкости (от 20 до 200 пФ) и добиться полной компенсации подбором конденсаторов.

В этой работе вы заметите влияние на результаты измерений самого осциллографа - ведь его входная емкость составляет десятки пикофарад, а

входное сопротивление около мегаома. Помните, что аналогичное влияние осциллограф оказывает на все высокоомные цепи, а также на частотозависимые. А это порою приводит либо к получению ошибочных результатов, либо вообще лишает возможности применить осциллограф, скажем, для анализа работы и измерения частоты радиочастотных генераторов. Поэтому в подобных случаях следует пользоваться активным щупом - приставкой к осциллографу, позволяющей сохранить высокое входное сопротивление его и в десятки раз уменьшить входную емкость.Описание такой приставки будет опубликовано в следующем номере журнала.

Вот теперь, когда вы познакомились с возможностью прямоугольного импульса подсказывать "диагноз" и контролировать "лечение", соберем еще одну приставку. Это делитель напряжения, с помощью которого осциллографом станет возможно контролировать цепи с напряжением до 600В, например, в телевизионных приемниках (как известно, осциллографОМЛ-2М допускает подачу на вход напряжения до 300 В).

Делитель образован всего двумя деталями (рис. 109), составляющими верхнее плечо предыдущей схемы. Нижнее же плечо сосредоточено а самом осциллографе - это его входное сопротивление и суммарная входная емкость, включая емкость выносного кабеля со щупами.

Поскольку нужно лишь вдвое уменьшить входной сигнал, резистор R1 должен быть такого же сопротивления, что и входное сопротивление осциллографа, а емкость конденсатора С1 соответствовать суммарной входной емкости осциллографа.

Делитель можно выполнить в виде переходника со щупом ХР1 на одном конце и гнездом XS1 на другом. Резистор R1 должен быть мощностью не менее 0,5 Вт, а конденсатор с номинальным напряжением не ниже 400 В.

Налаживание делителя весьма упрощено благодаря использованию нашего генератора импульсов. Его сигнал подают на гнездо ХР1 делителя и "земляной" щуп осциллографа. Вначале устанавливают на генераторе диапазон "50 Гц", на осциллографе включают ждущий режим и открытый вход. Касаются входным щупом осциллографа щупа ХР1 делителя (или зажимаХТ1 генератора). Подбором чувствительности осциллографа и амплитуды выходного сигнала генератора добиваются размаха

изображения, равного, скажем, четырем делениям.

Затем переключают входной щуп осциллографа в гнездо XS1 делителя. Размах изображения должен уменьшиться ровно вдвое. Более точно коэффициент передачи делителя можно установить подбором резистора R1делителя.

После этого устанавливают на генераторе диапазон "2 кГц" и подбором конденсатора С1 (если это понадобится) добиваются правильной формы импульсов - такой, как и на входе делителя.

При пользовании таким делителем для проверки режимов работы блоков развертки телевизоров по приводимым в инструкциях и различных статьях изображениям сигналов чувствительность осциллографа устанавливают равной 50 В/дел., а проверку ведут при закрытом входе осциллографа. Как и прежде, отсчет ведут по шкале масштабной сетки, но результаты увеличивают вдвое.

ОП ИСАНИЕ

ИЗОБРЕТЕНИЯ

Союз Советских

Социалистических

Государственный комитет

СССР по делам изобретений и открытий

А.В. Козлов (71) Заявитель (54) УСТРОЙСТВО ЗАДЕРЖКИ ПРЯМОУГОЛЬНЫХ ИМПУЛЬСОВ

Изобретение относится к измери- . тельнОй и вычислительной технике и может быть использовано, в частности, в экстремальных корреляционных системах для определения скорости передвижения, в корреляционных расходомерах, в импульсных устройствах автоматики.

Известно устройство задержки импульсов, содержащее генератор импульсов, входной управляющий триггер, элемент И, управляемый делитель частоты (1 j.

Недостатком устройства является то, что при задержке импульсов не сохраняется их длительность.

Известно также устройство задержки импульсов, содержащее генератор импульсов, три элемента И, два управляющих триггера, реверсивный счетчик, управляемый делитель частоты, дешифратор нуля f 2 .

Однако устройство имеет достаточно сложную схему управления из-за применения реверсивного счетчика.

Наиболее близким по технической сущности к предлагаемому является устройство задержки прямоугольных импульсов, содержащее генератор импульсов, регистр времени задержки,уп-, равляемый делитель частоты, состоящий из двоичного счетчика., схемы сброса и записи и двух элементов И, 5 первые и вторые входы которых соединены соответственно с выходами регистра времени задержки и первым выходом схемы сброса и установки, а выходы элементов подключены к установочным S-входам счетчика, первые и вторые элементы И и RS-триггеры, двоичный счетчик и схема сравнения, выход которой подключен к входам сброса RS-триггеров, а ее входы сое динены с информационными выходами двоичного счетчика и управляемого делителя частоты, выход которого соединен с установочным входом второго

RS-триггера, выход которого подключен к входу схемы сброса и записи и является выходом устройства, генератор импульсов через первые входы элементов И подключен к управляющим входам двоичного счетчика и управляемого делителя частоты, соответственно, входы сброса которых соединены с вторым выходом схемы сброса и записи, источник входного сигнала подсоединен к второму входу второго элемента И и к установочному входу первого R5, -триггера, выход которого сое1003321 динен со вторым входом первого элемента И (3).

Недостатком устройства является то, что оно не обеспечивает задержку входного импульса в случае, когда время между окончанием предыдущего входного импульса и началом следующего импульса меньше времени задержки, так как при этом условии устройство еще не сформировало задержанный предыдущий импульс и поэтому не может принять следующий входной импульс. Действительно, если формирование предыдущего задержанного импульса не окончено, то при поступлении на вход устройства следующего импульса он не изменит состояния первого ВБ-триггера, так как последний уже находится в состоянии "1", но откроет второй элемент И. При этом. в двоичный счетчик поступит от гене- Щ ратора количество импульсов, пропорциональное длительности этого входного импульса. Код двоичного счетчика станет пропорционален сумме длительностей предыдущего и последующе- 75 го входных импульсов,т.о. длительность сформированного:;ыходного импульса будет равна суммарной длительности, что является нарушением работы устройства задержки. Задача задержки импульсов с переменной длительностью при описанном выше условии возникает в экстремальных корреляционных системах измерения скорости, в корреляционных расходомерах и других импульсных устройствах. Названные устройства синхрониэируются перестраиваемой тактовой частотой.

В каждом такте формируется только один прямоугольный импульс, длительность которого определяет измеряе- 4О мый параметр в этом такте. Этот импульс требуется задержать на время одного т кта. При этом передний фронт импульса совпадает с началом такта, поэтому, чтобы задержать импульс на,45 такт необходимо и достаточно задерживать только задний фронт импульса, так как его передний фронт связан с началом такта и определяется импульсом тактовой частоты. Время между 50 двумя прямоугольными импульсами. в таких названных устройствах всегда меньше времени задержки, равного переоду тактовой частоты, поэтому ставится задача усовершенствования рас- 55 смотренного устройства задержки прямоугольных импульсов для выполнения указанного требования °

Цель изобретения — расширение функциональных возможностей устройст-6О ва задержки прямоугольных импульсов.

Поставленная цель достигается тем, что в устройство задержки прямоугольных импульсов, содержащее генератор импульсов, управляемый делитель час- g5 тоты, два элемента И, два RS-триггера, регистр времени задержки, выход которого соединен с информационным входом управляемого делителя частоты, выход генератора импульсов соединен с первыми входами элементов И, выход первого RS-триггера соединен с вторым входом первого элемента И, выход которого соединен с управляющим входом управляемого делителя частоты, а выход второго RS-триггера является выходом устройства, введены коммутатор, формирователь, вход которого является входом устройства, а выход формирователя соединен с входом коммутатора, третий RS -триггер, выход которого подключен к второму входу второго элемента И, элемент ИЛИ, выход которого соединен с R-входом второго RS-триггера, второй и третий управляемые делители частоты, информационные входы которых оединены с выходом регистра времени задержки,выходы первого и второго управляемых делителей частоты подключены к входам элемента

HJIH ooT eT T e o K R-входам первого и третьего RS-триггеров, S-входы которых соединены с соответствующими выходами коммутатора, выход генератора импульсов соединен с управляющим входом третьего управляемого делителя частоты, выход которого подключен к управляющему входу коммутатора и

S-входу второго R 5 -триггера, выход второго элемента И соединен с управляющим входом второго управляемого делителя частоты.

Действительно, введение новых элементов и новых связей позволяет осуществлять задержку прямоугольных имб пульсов на время, равное периоду перестраиваемой тактовой частоты, при этом время между двумя задерживаемыми импульсами меньше времени задержки.

Для исключения влияния последующего импульса на формирование задержанного предыдущего импульса используются коммутатор, два RS-триггера, два элемента И, два управляемых делителя частоты. Коммутатор в каждый такт работы устройства подключает по очередности либо один, либо другой

RS-триггер, поэтому короткий импульс, соответствующий заднему фронту задерживаемого импульса, с выхода формирователя поступает по очереди на указанные RS- триггеры, и задержка импульсов осуществляется по очереди на первом и на втором управляемых делителях частоты. Это устраняет влияние последующего входного импульса на формирование предыдущего задержанного импульса и делает возможным задержку последующего импульса.

На фиг. 1 приведена структурная схема предлагаемого устройства задержки прямоугольных импульсов; на

1003321 фиг. 2 — временные диаграммы, поясняющие работу устройства задержки.

Устройство содержит формирователь

1, коммутатор 2, генератор импульсов

3, R5 -триггеры 4 и 5, элементы И 6 и 7, управляемые делители 8-10 часто- 5 ты, регистр 11 времени задержки, элемент ИЛИ 12, выходной RS-триггер 13.

Вход формирователя 1 является входом устройства, а его выход соединен с входом коммутатора 2, выход которо- 10 (го соединен соответственно с S-входами R5 -триггеров 4 и 5, выход генератора импульсов 3 соединен с управляющим входом управляемого делителя

8 частоты и первыми входами элементов15

И б и 7, выходы которых подключены соответственно к управляющим входам управляемых делителей частоты 9 и

10, выходы которых соединены соответственно с R -входами R5-триггеров

4 и 5 и с входами элемента ИЛИ, выход которого подключен к R-входу

RS-триггера 13, выход регистра 11 времени задержки соединен с информационными входами управляемых делителей 8-10 частоты, выход управляемого делителя 8 частоты подключен к управляемому входу коммутатора 2 и к

5-входу RS-триггера 13, выход которого является выходом устройства задержки.

Формирователь 1 предназначен для формирования короткого импульса, который соответствует заднему фронту входного задерживаемого импульса, Ç5 поступаюшего на его вход. Коммутатор 2 по очереди подключает выход формирователя 1 к S -входам RS-триггеров 4 и 5. Импульсы с генератора 3, проходя через делитель 8, формируют 40 импульсы тактовой частоты, период которой равен времени задержки и определяется кодом регистра 11. Импульсы тактовой частоты подаются на управляющий вход коммутатора и S-вход45

RS-триггера 13, что обеспечивает коммутацию импульсов с выхода формирователя с частотой, равной тактовой частоте, и формирование переднего фронта задержанного импульса íà Выхо-50 де RS-триггера 13 по импульсу такто- вой частоты, т.е. с начала следуницего такта. Делители 9 и 10 формируют импульс, задержанный на период тактовой частоты, элемент ИЛИ 12 осуществляет операцию объединения выходов делителей 9 и 10, поэтому каждый задержанный импульс.с выходов делителей 9 и 10 поступает íà R-âõñä

RS-триггера 13, при этом на его выходе формируется задний фронт задер- 60 жанного импульса.

Устройство работает следующим образом.

Выходные импульсы тактовой частоты, формйрующиеся на выходе делите- g5 ля 8, синхронизируют работу не только устройства задержки, но и всего прибора, в котором используется данное устройство. На вход устройства задержки 1 поступают прямоугольные импульсы, которые необходимо задержать на время одного такта. Передние фронты всех импульсов совпадают с началом тактов, поэтому импульсы тактовой частоты подают на 5-вход RS триггера 13, при этом на его выходе формируются задержанные импульсы,передние фронты которых совпадают с началом тактов. Импульсы с выхода формирователя 1, проходя через коммутатор 2, поочередно, через такт, поступают на S-входы триггеров 4 и 5.

С приходом такого импульса на этих триггерах (поочередно в каждом такте) при помощи элемента И 6 или 7 и делителя 9 или 10 формируются прямоугольные импульсы, длителъность которых равна периоду тактовой частоты, так как коэффициенты деления делителей 8-10 равны и определяются кодом регистра.11 времени задержки. Задние фронты этих импульсов совпадают с выходными короткими импульсами делителей 9 и 10, так как эти короткие импульсы поступают на R-входы RS-триггеров 4 и 5 и устанавливают на их выходах сигнал "0", прекращая.прохождение импульсов с генератора 3 поочередно в каждом такте через элементы

И б или 7 на входы делителей 9 или

10. Импульсы с выходов делителей и 10, проходя через элемент ИЛИ, суммируются и подаются на R -вход RQ— триггера 13, который до прихода этих импульсов в каждом такте находится в состоянии "1" .Поступающие íà R -вход импульсы переводят этот триггер в состояние ".0", формируя задний фронт задержанных импульсов. Таким образом, на выходе RS-триггера 13 формируется последовательность прямоугольных импульсов, задержанная на время одного такта по сравнению с последовательностью входных импульсов.

Пр длагаемое устройство задержки прямоугольных импульсов расширяет функциональные возможности прототипа, обеспечивая задержку импульсов при условии, что время между двумя входными импульсами меньше, чем требуемое время задержки, которое может изменяться с изменением кода регистра времени задержки. Оно может быть использовано в корреляционных измерителях скорости, расхода и других подобных импульсных устройствах ° При этом тактовая частота и генератор импульсов используются для синхронизации работы всего измерителя. Кроме того, схема задержки значительно упрощается, так как устраняются операции измерения, запоминания и восста.новления длительности задерживаемо1003321

Формула изобретения

ro входного импульса. Снижение затрат при использовании предлагаемого устройства в названных измерителях зависит от требуемой точности и дискретности изменения времени, задержки, определяемой количеством разрядов управляемых делителей частоты. В прототипе это требование влияет на количество разрядов двоичного счетчика, в котором фиксируется длительность задерживаемого импульса. Этот счетчик!О со схемой измерения длительности отсутствует в предлагаемом устройстве, которое возможно было бы заменить двумя схемами прототипа с дополнительными элементами в названных изме-15 рителях. Использование этого устройст. ва вместо двух схем прототипа позволяет сократить количество микросхем, что обеспечивает снижение затрат. (Также уменьшается в два раза погреш- gg ность задержки импульса, так как задерживается только задний фронт импульса, а передний совпадает с тактовыми импульсами, поэтому погрешность задержки импульсов опреде" 25 ляется только погрешностью задержки заднего фронта.

Устройство задержки прямоугольных импульсов, содержащее генератор импульсов, управляемый делитель частоты, два элемента И, два RS-триггера, регистр времени. задержки, выход которого соединен с информационным входом управляемого делителя частоты, выход генератора импульсов соединен с первыми входами элементов И, выход первого RS-триггера соединен со 40 вторым входом первого элемента И,выход которого соединен с управляющим входом управляемого делителя частоты, а выход второго k5 -триггера является выходом устройства, о т л и ч а ю— щ е е с я тем, что, с целью расширения функциональных возможностей устройства, в него введены коммутатор, формирователь, вход которого является входом устройства, а выход формирователя соединен с входом коммутатора, третий g5-триггер, выход которого подключен ко второму входу второго элемента И, элемент ИЛИ, выход которого соединен с

A-входом второго R5-триггера, второй и третий управляемые делители частоты, информационные входы которых соединены с выходом регистра времени задержки, выходы первого и второго управляемых делителей частоты подключены к входам элемента ИЛИ и соответственно к R -входам первого и третьего к3-триггеров, 5 -входы которых соединены с соответствующими выходами коммутатора, выход генератора импульсов соединен с управляющим входом третьего управляемого делителя частоты, выход которого подключен к управляющему входу коммутатора и.5-входу второго 95-триггера, выход второго элемента И соединен с управ" ляющим входом второго управляемого делителя частоты.

Источники информации, принятые во внимание при экспертизе

Р 308499, кл. Н 03 К 5/1 3, 1969.

Р 396822, кл. Н 03 К 5/153, 1971.

Р 479234, кл. Н 03 К 5/153, 1973 (прототип).

ВНИИПИ Заказ 1588 44 Ти аж 934 Подписное е

Филиал ППП "Патент", г.Ужгород, Ул.Проектная,4

С. Андрианов

Цифровые ИМС широко используют при разработке и создании многих импульсных устройств, так как при этом не требуется расчет транзисторных ключей, не надо согла­совывать уровни напряжений сигналов при работе этих устройств с однотипной логикой.

Рассмотрим некоторые из таких устройств на основе цифровых ИМС. При анализе их работы все р- n переходы будем считать идеальными ключами с пороговым напря­жением U o .

Начнем с устройства задержки фронта импульса , являющегося основой всех рассматриваемых далее устройств. На его примере, к тому же, легче всего уяснить особенности работы импульсных устройств на цифровых ИМС.

Схемы устройства показаны на рис. 1, а эпюры напря­жений и токов в различных его цепях - на рис. 2 (здесь и далее примеры устройств приводятся применительно к ДТЛ микросхемам серии К217, что не ограничивает общности выводов применительно к ТТЛ микросхемам). В исходном состоянии на вход устройства (рис. 1, б) подан сигнал логического 0, т. е. ток i 0 отводится на общий про­вод через открытый ключ предыдущего элемента. Конден­сатор С1 заряжен до напряжения U o открытого диода VI . В момент времени t x (рис. 2) на вход приходит сигнал логической единицы, что эквивалентно отключению входа устройства от общего провода. Диоды VI , V 3 закрываются и отключают источник сигнала от входа устройства.

Теперь ток I 0 заряжает конденсатор С1 до напряжения 2 U 0 . При этом напряжение в точке b становится равным 3U 0 . Открываются диоды V 4, V 5 и транзистор V 6 - на выходе устройства появляется инвертированный задержан­ный фронт входного импульса.

При прохождении среза вход устройства снова замкнет­ся на общий провод, диоды V 2, V 4 и V 5 закроются, а кон­денсатор С1 за очень короткое время разрядится через диод VI до напряжения U o . Транзистор V 6 закроется, и устройство примет исходное состояние. Чтобы задержка фронта входного импульса была без инверсии, на выходе устройства должен быть инвертор.

Рис. 1. Функциональная (а) и принципиальная (б) схемы устрой­ствй задержки фронта импульсов

Устройство задержки среза импульса, схема и времен­ные диаграммы работы которого показаны на рис. 3, отли­чаются от устройства задержки фронта импульса только тем, что на его вход подается инвертированный сиг­нал. А так как оно управляется положительным перепадом напряжения, то происходит задержка среза входного импульса.

Следующее импульсное устройство - устройство за­держки импульса. Оно по существу представляет собой два каскада задержки фронта. Пройдя через первый кас­кад, импульс инвертируется с задержкой фронта, второй же каскад работает точно так же, как и в предыдущем устрой­стве. В результате задержки фронта и среза на одно и то же время поступивший на вход импульс оказывается за­держанным во времени с сохранением его прежней дли­тельности.

Рис. 2. Временные диаграммы напряжений и токов в цепях устрой­ства задержки фронта импульсов

Рис. 3. Устройство задержки среза импульсов:

а - функциональная схема; б - временные диаграммы напряжений

Эти особенности определяют области использования рассмотренных устройств временной задержки. Второе из них лучше применять, когда длительность импульса или соотношение длительностей неизвестно.

Формирователь импульсов заданной длительности (рис. 5) состоит из элемента совпадения D 2 (2И-НЕ), на один из входов которого входной импульс подается не­посредственно, а на другой - с задержкой фронта и с инверсией. Выходным сигналом является импульс логиче­ского нуля, длительность которого равна времени задержки фронта входного импульса.

Рис. 4. Устройство временной задержки импульсов:

а - функциональная схема; 6 - временные диаграммы напряжений

Рис. 5. Устройство формирования импульсов заданной длитель­ности: а - функциональная схема; б - временные диаграммы напряжений

На основе такого устройства можно сконструировать преобразователь частота-напряжение. Для этого достаточ­но на выходе его включить интегрирующую цепочку. Прин­цип работы преобразователя заключается в том, что по­стоянная составляющая периодического импульсного сиг­нала обратно пропорциональна скважности (отношению периода к длительности импульса), а, следовательно, при постоянной длительности прямо пропорциональна частоте . Постоянная составляющая импульсного напряжения выделяется интегрирующей цепочкой.

Следующее импульсное устройство - автоколебатель­ный мультивибратор , схема которого изображена на рис. 6. Он состоит из двух одинаковых (симметричный слу­чай) формирователей импульсов заданной длительности, собранных на элементах Dl … Df , диодах VI , V 2, и конден­саторах С1 и С2. Элемент D 5 предназначен для запуска мультивибратора и установления автоколебательного ре­жима работы после включения питания. Период колебаний определяется суммой длительностей импульсов, формируе­мых в плечах мультивибратора.

Устройство работает следующим образом. После вклю­чения питания, когда конденсаторы С1 и С2 еще не заря­жены, на выходах плеч мультивибратора наблюдается сиг­нал логической единицы. Элемент D 5 вырабатывает сигнал логического нуля, т. е. замыкает соответствующий вход эле­мента D 1 на общий провод. Следовательно, возможность заряжаться получает только конденсатор С2. С момента начала зарядки конденсатора С2 и до конца формирования импульса элементами D 2, D 4 на выходе элемента D 4 и на соответствующем входе элемента D 1 поддерживается сиг­нал логического нуля, который не позволяет конденсатору С1 заряжаться до тех пор, пока не закончится цикл заряд­ки конденсатора С2, и наоборот. Так как теперь на входах. элемента D 5 поочередно появляются сигналы логического нуля и единицы в противофазе, то на выходе элемента D 5 все время наблюдается сигнал логической единицы и он практически не оказывает влияния на дальнейшую работу устройства.

Ждущий мультивибратор представляет собой совокупность устройства задержки фронта и RS-триггера, состояние которого изменяется логическим нулем (рис. 7). Импульсы запуска, являющиеся сигналами логического ну­ля, попадают на вход элемента D 2. В исходном состоянии на выходе этого элемента логический нуль, а на выходе элемента D 3 - единица. Триггер будет находиться в таком состоянии сколь угодно долго, пока не поступит импульс запуска.

Рис. 6. Функциональная схема ав­токолебательного мультивибратора

Рис. 7. Функциональная схе­ма ждущего мультивибра­тора

В момент запуска триггер переключается в другое со­стояние, и с выхода элемента D 2 на вход устройства за­держки фронта, образованного элементом D 1, диодом VI и конденсатором С1, приходит сигнал логической единицы. Устройство задержки инвертирует сигнал с задержкой по времени, что обеспечивает обратное переключение триггера и восстановление исходного состояния.

Рассмотренный здесь ждущий мультивибратор имеет два выхода: для импульсов логического нуля - выход эле­мента D 3, для импульсов логической единицы - выход элемента D 2.

Расчет временных характеристик не представляет собой сложности. Анализ переходных процессов в устройстве по схеме рис. 1, б для времени задержки фронта t ад дает сле­дующее выражение:

где U al - напряжение питания.

При малом значении отношения Uo / U n 1 можно восполь­зоваться приближенной формулой

(2)

тогда при U 0 =0,7 В, U п1 =6 В относительная погрешность расчетного времени задержки составит менее 6 %, а при U 0 =0,7 В и U П1 = 5 В - менее 8 %.

Температурная стабилизация рассмотренных импульс­ных устройств может осуществляться путем задания со­ответствующей температурной зависимости питающих на­пряжений смещения так, чтобы скомпенсировать темпера­турный дрейф порогового напряжения р- n переходов. Из выражения (1), при учете температурной зависимости толь­ко U o и U nl , получается выражение температурного дрейфа времени задержки:

Приравняв величину температурного дрейфа времени задержки нулю и решив полученное уравнение относитель­но температурного дрейфа напряжения источника смеще­ния, в рассматриваемом примере (см. рис. 1, б) - U nU по­лучим требуемую зависимость питающего напряжения от температуры, обеспечивающую стабилизацию времени за­держки при изменении температуры окружающей среды:

(4)

Рис. 8. Схема источника на­пряжения смещения (пита­ния) с температурной зави­симостью выходного напря­жения для компенсации теп­лового дрейфа

Рассмотрим теперь расчет источника напряжения с требуе­мой температурной зависимостью. Для примера возьмем стабилиза­тор, выполненный по схеме рис. 8. Здесь полевой транзистор V 4 - источник стабильного тока. С кол­лектора транзистора V 5 снима­ется образцовое напряжение. На транзисторе V 6 собран усилитель тока. Нагрузкой Rn являются параллельно соединенные цепи смещения логических элементов, требующих стабилизацию напря­жения смещения с определенной температурной зависимостью. Чтобы температурная зависи­мость выходного напряжения со­ответствовала необходимым тре­бованиям, должно выполняться соотношение

(5)

Предположим, требуется стабилизировать с описанной здесь температурной зависимостью напряжение смещения у трех логических элементов серии К217. Известно: U П1 = =6 В, U 0 = 0,7 В , Rl = 6 кОм (получено измерением, см. рис. 1, б). По формуле (5) получаем K и - 4,78. Нагруз­ка R11 - это параллельно соединенные три резистора R 1. Транзистор V 6 может быть КТ603А с коэффициентом h 21Э , равным 10 ; входное сопротивление такого эмиттерного повторителя составит около 20 кОм.

Чтобы не учитывать влияние входного сопротивления эмиттерного повторителя V 6, возьмем резистор R 3 сопро­тивлением 2,2 кОм, тогда из формулы (5) следует, что сопротивление резистора R 2 должно быть 460 Ом.

Для обеспечения номинального напряжения на выходе стабилизатора с учетом падения напряжения на переходе эмиттер - база транзистора V 6 необходимо, чтобы на ре­зисторе R 3 падало напряжение, равное 6,7 В. Для этого нужно установить ток коллектора транзистора V 5, равный 3 мА, подав на его базу напряжение смещения 2,1 В. Падение напряжения на диодах VI ..УЗ составит 2,1 В, поэтому сопротивление R 1 - 0. Можно использовать любые кремниевые диоды, однако лучше всего подойдут диоды

КД503А, через которые потечет стабильный ток стока поле­вого транзистора V 4. Наиболее подходящим является тран­зистор КЛ302А с начальным током стока I со =10 мА . Напряжение питания стабилизатора U a выбирают на­столько большим, чтобы все транзисторы работали в актив­ной области. Для этого необходимо выполнить условие

U n > kU Kn + I к (R, + R 3), (6)

где U Kn - напряжение насыщения транзистора V 5 при за­данном I к, к - коэффициент запаса (1,5…2,0).

Для нашего примера U a должно быть больше 8,13 В. Выберем 9 В. На этом расчет стабилизатора заканчива­ется.

Управлять временными характеристиками импульсных устройств рассмотренного типа можно путем замыкания части тока i 0 на общий провод. Ток i 1 , заряжающий кон­денсатор С1, уменьшается на значение отводимого из точ­ки b тока i 2 . Тогда, воспользовавшись формулой (2), пре­образованной в формулу

где i 1 - ток, заряжающий конденсатор С1, получим упро­щенное выражение для зависимости времени задержки фронта от тока, замыкаемого на общий провод:

В устройстве задержки фронта импульса по схеме рис. 9 время задержки управляется напряжением, подаваемым на модулирующий вход. Это напряжение может быть как постоянным (медленно изме­няющимся), так и пульси­рующим.

Токоотводом служит транзистор VI , ток через ко­торый определяется управ­ляющим напряжением и но­миналами резисторов R 1, R 2. Резистор R 1 играет роль ограничителя тока базы (Транзистора VI . Резистор R 2 влияет на линейность моду­ляционной характеристики и на динамический диапазон управляющих напряжений.

Рис. 9. Схема устройства задерж­ки фронта импульса с модулятором времени задержки

Ток i 1 ограничивается требован-ием обеспечения работы транзистора V 8 в ключевом режиме. Практически это озна­чает, что

i 1 макс = i 0 - i бн . (9)

Здесь i 1 m акс - максимальное значение отводимого тока, f c н - ток насыщения базы транзистора V 8, равный

Рис. 10. Функциональные схемы устройств задержки фронта им­пульса с различными способами модуляции времени задержки: а - управляющим напряжением; б - управляющим током

Из формул (9) и (10) определяется максимальное зна­чение отводимого тока:

(11)

Для микросхем серии К217 i 1макс =0,8б мА. По известно­му значению максимально отводимого тока можно рассчи­тать токоотвод.

Модуляция управляющим напряжением в устройстве по схеме на рис. 10, а осуществляется при сопротивлении R 1=/=О и R 2=/=0. В этом случае разброс параметров тран­зистора практически не влияет на значение отводимого то­ка. При выборе транзистора с коэффициентом h 21Э >10, когда током базы можно пренебречь, расчет модулятора упрощается. В этом случае отводимый ток, приближенно равный току эмиттера, равен

(12)

где U бэ - напряжение база - эмиттер транзистора: для кремниевых транзисторов можно принять: 0,7 В, для гер­маниевых - 0,4 В.

Сопротивление резистора R 2 можно вычислить по фор­муле (12).

При расчете транзистора-токоотвода такого варианта модуляции следует иметь в виду, что при увеличении со­противления резистора R 2 транзистор-токоотвод может ока­заться в насыщении. Это обязательно нужно проверять, исходя из условия (см. рис. 9)

(13)

Модуляция управляющим током по схеме рис. 10, б осуществляется большим сопротивлением резистора R1. В этом случае ток базы транзистора V 2 равен

i 6 =U упр /R 1 , (14)

а ток коллектора V 2, он же и, равен

i 1 = h 21 Э i б . (15)

Из формул (14) и (15) следует зависимость отводимого тока от управляющего напряжения:

Для расчета сопротивления резистора R 1 необходимо в формулу (16) подставить: U упр. = U улР. маК с - максималь­ное значение управляющего напряжения, i 1 = i 1Макс - мак­симальное значение отводимого тока из (11), h 21Э = = h 21эмакс - максимальное значение h 2 i 3 транзистора-токо­отвода.

Но такой способ модуляции обладает существенным не­достатком, связанным с непостоянством тока i 1 из-за раз­броса параметра h 21Э транзистора-токоотвода.

При необходимости температурной стабилизации токо­отводов расчеты ведутся аналогично расчетам температур­ной стабилизации усилительных каскадов.

При использовании рассмотренных способов модуляции временных характеристик импульсных устройств можно конструировать:

преобразователь напряжение - шим (широтно-импульс-ная модуляция) из ждущего мультивибратора или из фор­мирователя импульсов заданной длительности;

преобразователь напряжение - вим (время-импульсная модуляция) из устройств задержки;

преобразователь напряжение - частота. из автоколеба­тельного мультивибратора, но с применением токоотводов в каждом плече мультивибратора.

Эти преобразователи вырабатывают сигналы со спект­ром, ширину которого можно регулировать напряжением. Поэтому они могут найти применение и при конструирова­нии электромузыкальных инструментов.

Описанные импульсные устройства могут быть скон­струированы на логических элементах микросхем ДТЛ серий: К217, К121, К194. Из ТТЛ микросхем можно исполь­зовать серии К133, К155, К158 и другие. От ранее опубли­кованных аналогичных устройств разобранные здесь выгодно отличаются тем, что содержат меньше дискретных компонентов на один логический элемент, а следовательно, налаживание их сокращается до мини­мума.