Darbe geciktirme devreleri. Dikdörtgen geciktirme cihazı

Radyo mühendisliği sinyallerinin spektral analiz yöntemlerini göz önünde bulundurarak, deterministik periyodik sinyallerle başlayacağız. Yukarıda zaten vurgulandığı gibi, deterministik sinyaller, herhangi bir zamanın ilerisinde olduğu gerçeğiyle karakterize edilir. şu an zaman değerleri kesin olarak belirlenebilir. periyodik deterministik sinyal tekrarlama periyodu adı verilen bir zaman aralığında periyodik olarak tekrarlanan, şekli bilinen bir sinyaldir. Matematiksel olarak, periyodik bir sinyal şu ​​ifade ile tanımlanır:

, (2.1)

Periyodik sinyaller, sonsuz bir zaman aralığında tanımlanmış bir harmonik salınımı, bilinen bir genliğe, süreye ve tekrarlama periyoduna sahip bir darbe dizisini ve diğerlerini içerir.

Spektral analiz, bir temel fonksiyonlar sisteminin seçimini içerir. Uygulamada, trigonometrik fonksiyonlar en yaygın şekilde kullanılır. Bunun nedeni, bu formun sinyallerini dönüştürürken, örneğin doğrusal radyo devrelerişekilleri korunur ve salınımların yalnızca genliği ve fazları değişir. Öte yandan, bu tür sinyallerin oluşumu oldukça basit teknik araçlarla gerçekleştirilir.

Trigonometrik fonksiyonlarla tanımlanan sinyallere denir. harmonik sinyaller ve temel sistemdeki spektral analiz trigonometrik fonksiyonlar – harmonik analiz.

Böylece, sistemin temel fonksiyonları olarak seçiyoruz.

Sistemi (2.2) oluşturan fonksiyonların zaman aralığında ortogonal olduğunu ve periyodiklik koşulunu (2.1) sağladığını doğrulamak kolaydır. Daha sonra (1.36)'ya göre yazabiliriz.

Nerede .

(1.26)'ya göre temel fonksiyonların normları şöyledir:

; .

Sonra (1.39)'dan itibaren

, (2.4)

, . (2.5)

İfade (2.3) çağrılır trigonometrik Fourier serisi ve sinyalin trigonometrik fonksiyonlar sistemindeki bileşenlere ayrışmasını temsil eder.

Radyo mühendisliği uygulamasında, serinin (2.3) farklı bir temsilini kullanmak genellikle daha uygun olur. (2.3) k'inci bileşenden seçiyoruz

ve formda temsil edin

, (2.6)

Geometrik açıdan, bileşen koordinat sisteminde bir vektör olarak kabul edilebilir. (Şekil 2.1). Vektörün uzunluğu ve, vektörün eksen etrafında döndürüldüğü açıdır. Bunu doğrulamak kolaydır

, .

Daha sonra ifade (2.6) şu formu alır:

Nerede .

(2.7) dikkate alındığında, Fourier serisi (2.3) aşağıdaki gibi yeniden yazılabilir.

. (2.8)

Bileşen

(2.9)

k-th denir harmonik bileşen veya sadece k-th mızıka.

Bir önceki bölümde verilen spektrum tanımına uygun olarak, set ve makyaj genlik spektrumu ve toplam faz spektrumu sinyal. Böylece, genlik spektrumu periyodik sinyal sabit bir bileşen ve karşılık gelen harmoniklerin sonsuz sayıda genliğini içerir. Aynısı faz spektrumu için de geçerlidir.

Spektral analizde, spektrumları şu şekilde temsil etmek uygundur: spektral diyagramlar.

Şekil 2.2, periyodik bir sinyali a ve koordinatlarında göstermektedir. Eksenlere dik bir eksen daha çizelim ve bu eksene değerleri çizelim. Sinyalin harmonik bileşenlerini bu frekanslarda gösterelim ve frekans ekseni üzerindeki değerleri düz çizgi parçaları olarak çizelim. Şimdi tüm koordinat sistemini eksen etrafında ok yönünde 90º genişletirsek, sinyalin genlik spektrumunun bir diyagramını elde ederiz (Şekil 2.2, b). Aynı şekilde, faz spektrumunun bir spektral diyagramı oluşturulabilir, yaklaşık görünümŞek. 2.2, c.

2.2. Periyodik bir dikdörtgen darbe dizisinin genlik ve faz spektrumları

Örnek olarak, genlik, süre ve tekrarlama periyoduna sahip, yaklaşık sıfıra simetrik, yani

, (2.10)

Burada

Fourier serisinde böyle bir sinyalin genişlemesi,

, (2.11)

görev döngüsü nerede.

Gösterimi basitleştirmek için gösterimi tanıtabiliriz.

, (2.12)

O halde (2.11) aşağıdaki gibi yazılır.

, (2.13)

Şek. 2.3, bir dizi dikdörtgen darbeyi gösterir. Dizinin spektrumu, diğer herhangi bir periyodik sinyal gibi, doğası gereği ayrıktır (doğrusal).

Spektrumun zarfı (Şekil 2.3, b) ile orantılıdır. Spektrumun iki bitişik bileşeni arasındaki frekans ekseni boyunca mesafe ve iki sıfır değeri (spektrum lobunun genişliği) arasındaki mesafedir. Şekilde sağdaki sıfır değeri dahil olmak üzere bir lob içindeki harmonik bileşenlerin sayısı , burada işaret en yakın tamsayıya yuvarlama anlamına gelir (görev döngüsü bir kesirli sayıysa) veya (görev döngüsü bir tam sayı değeri). Periyodun artmasıyla temel frekans azalır, diyagramdaki spektral bileşenler yakınsar ve harmoniklerin genlikleri de azalır. Bu durumda zarfın şekli korunur.

Pratik problemleri çözerken Spektral analiz açısal frekanslar yerine Hertz cinsinden ölçülen döngüsel frekanslar kullanılır. Açıkçası, diyagramdaki komşu harmonikler arasındaki mesafe ve spektrumun bir lobunun genişliği olacaktır. Bu değerler diyagramda parantez içinde gösterilmiştir.

Pratik radyo mühendisliğinde, çoğu durumda, spektral gösterim (Şekil 2.3, b) yerine, genlik ve faz spektrumlarının spektral diyagramları kullanılır. Bir dikdörtgen darbe dizisinin genlik spektrumu, şekil 2'de gösterilmiştir. 2.3, c.

Açıkçası, genlik spektrumunun zarfı orantılıdır.

Faz spektrumuna gelince (Şekil 2.3, d), harmonik bileşenlerin ilk fazlarının, değere göre aniden değiştiğine inanılmaktadır. -π zarfın işaretini değiştirirken beri kπ/ Q. Birinci lobun harmoniklerinin başlangıç ​​fazlarının sıfır olduğu varsayılır. Ardından, ikinci lobun harmoniklerinin ilk aşamaları şu şekilde olacaktır: φ = -π üçüncü petal φ = -2π vesaire.

Sinyalin bir Fourier serisi ile başka bir temsilini ele alalım. Bunu yapmak için Euler formülünü kullanırız.

.

Buna uygun olarak k-inci formül Sinyalin bir Fourier serisine genişlemesinin bileşeni (2.9) aşağıdaki gibi temsil edilebilir

; . (2.15)

Burada ve miktarları karmaşıktır ve spektrum bileşenlerinin karmaşık genliklerini temsil eder. Daha sonra seri

Fourier (2.8), (2.14)'ü hesaba katarak, aşağıdaki formu alır

, (2.16)

, (2.17)

Genişletmenin (2.16) temel fonksiyonlar açısından gerçekleştirildiğini doğrulamak kolaydır. , ayrıca aralıkta ortogonal olan , yani

İfade (2.16) karmaşık biçim Negatif frekanslara uzanan Fourier serisi. Miktarın karmaşık eşlenikini ifade eden miktarlar ve , olarak adlandırılır. karmaşık genlikler spektrum. Çünkü karmaşık bir miktardır, (2.15)'ten şu sonucu çıkarır:

VE .

O zaman set, genliktir ve set, sinyalin faz spektrumudur.

Şek. 2.4, karmaşık Fourier serisi ile temsil edilen yukarıdaki dikdörtgen darbe dizisinin spektrumunun spektral diyagramını gösterir.

Spektrumun da bir çizgi karakteri vardır, ancak daha önce ele alınan spektrumların aksine, hem pozitif hem de negatif frekanslar bölgesinde belirlenir. Argümanın bir çift fonksiyonu olduğundan, spektral diyagram sıfıra göre simetriktir.

(2.15)'e dayanarak, katsayılar ve açılımlar (2.3) arasında bir yazışma kurabiliriz. Çünkü

VE ,

sonra sonuç olarak elde ederiz

. (2.18)

İfadeler (2.5) ve (2.18), pratik hesaplamalarda değerleri bulmamızı sağlar.

Fourier serisinin karmaşık formunun geometrik bir yorumunu verelim. Sinyal spektrumunun k-inci bileşenini ayıralım. entegre olarak k-th formu bileşen formülle tanımlanır

, (2.19)

nerede ve ifadelerle belirlenir (2.15).

Karmaşık düzlemde, (2.19)'daki terimlerin her biri, uzunluk vektörleri olarak temsil edilir. , bir açı boyunca ve gerçek eksene göre döndürülür ve frekansla zıt yönlerde döner (Şekil 2.5).

Açıkçası, bu vektörlerin toplamı, uzunluğu olan gerçek eksende bulunan bir vektör verir. Ancak bu vektör harmonik bileşene karşılık gelir.

Vektörlerin hayali eksen üzerindeki izdüşümlerine gelince, bu izdüşümler Eşit uzunluk, ancak zıt yönler ve sıfıra kadar toplayın. Bu, karmaşık formda (2.16) sunulan sinyallerin aslında gerçek sinyaller olduğu anlamına gelir. Başka bir deyişle, Fourier serisinin karmaşık biçimi şu şekildedir: matematiksel bir dizi spektral analiz problemini çözmek için çok uygun olan soyutlama. Bu nedenle, bazen trigonometrik Fourier serisi tarafından tanımlanan spektruma denir. fiziksel spektrum ve Fourier serisinin karmaşık biçimi şu şekildedir: matematiksel spektrum.

Sonuç olarak, periyodik bir sinyalin spektrumunda enerji ve güç dağılımı konusunu ele alalım. Bunu yapmak için Parseval eşitliğini (1.42) kullanıyoruz. Sinyal bir trigonometrik Fourier serisine genişletildiğinde, ifade (1.42) şu şekli alır:

.

doğru akım enerjisi

,

ve kth harmoniğinin enerjisi

.

Daha sonra sinyal enerjisi

. (2.20)

Çünkü ortalama güç sinyal

sonra, (2.18) dikkate alınarak,

. (2.21)

Sinyal karmaşık bir Fourier serisine genişletildiğinde, ifade (1.42) şu şekildedir:

Nerede k'inci harmoniğin enerjisidir.

Bu durumda sinyal enerjisi

,

ve ortalama gücü

.

Yukarıdaki ifadelerden, matematiksel spektrumun k'inci spektral bileşeninin enerjisinin veya ortalama gücünün, fiziksel spektrumun karşılık gelen spektral bileşeninin enerjisinin veya gücünün yarısı olduğu sonucu çıkar. Bunun nedeni, fiziksel spektrum ile matematiksel spektrum arasında eşit olarak dağılmış olmasıdır.

İfadeler (2.20) - (2.12), enerji veya güç dağıtımının spektral diyagramlarının hesaplanmasına ve oluşturulmasına izin verir, örn. enerji periyodik bir sinyalin spektrumları.

2.3. İntegral Fourier Dönüşümü

Yukarıda tartışılan periyodik sinyallerin harmonik analizi, periyodik olmayan (tekli) sinyallere de genelleştirilebilir. Rastgele bir şekle sahip periyodik bir sinyale dönelim (Şekil 2.6, a).

değerini arttıralım. Merkezi olana bitişik sinyaller, zaman ekseni boyunca sağa ve sola hareket edecektir. Şimdi çabalarsak, zaman diyagramında (Şekil 2.6, b) yalnızca sınırlı süreli tek bir sinyal olacaktır. Sinyalin gücü sıfır değilse, böyle bir sinyalin enerjisi sonludur. Matematiksel olarak bu koşul, integralin yakınsama gereksinimine eşdeğerdir.

,

burada fonksiyonun mutlak değeridir.

Başka bir deyişle, fonksiyon kesinlikle entegre edilebilir olmalıdır.

Spektral diyagramlara dönelim (Şekil 2.2, b, c). Çünkü bitişik bileşenler arasındaki frekans ekseni boyunca olan mesafe şuna eşittir:

, (2.24)

daha sonra bir artışla değer azalır ve spektral bileşenler birbirine yaklaşır. Bu durumda bileşenlerin karmaşık genlik değerleri azalır. Büyüklük ve çizgiden gelen spektrum ile sağlam ve sonsuz sayıda harmoniği ve sonsuz küçük genlikleri temsil eder.

Fourier serisinin (2.16) karmaşık biçimini kullanalım. İfadeyi (2.17) bu formüle koyarak, şunu elde ederiz:

.

Sonra, bunu dikkate alarak ve yazarız

. (2.25)

Çünkü limitinde, sonra (2.24)'e göre sonsuz küçük bir artışa dönüşür ve k'ıncı harmoniğin frekansı mevcut frekansa dönüşür. Bu durumda, (2.25)'teki iç integralin limitleri 'den 'ye genişletilir ve toplama işlemi integral alma işlemine geçer. Bunu akılda tutarak, ifade (2.25) aşağıdaki formu alır:

. (2.26)

(2.26) ifadesindeki parantez içindeki integral, karmaşık spektrum tek sinyal

. (2.27)

O halde (2.27) dikkate alınarak ifade (2.26) aşağıdaki gibi yazılabilir.

. (2.28)

İfadeler (2.27) ve (2.28) sırasıyla, doğrudan ve ters Fourier dönüşümü.

Tek bir sinyalin karmaşık spektrumunun fiziksel anlamını bulalım. Biraz sıklık ayarlayalım. Periyodik bir sinyal için , daha sonra (2.17) ifadesindeki karmaşık genliği hesaplamak için entegrasyon limitleri bölgeye genişletilebilir, yani.

. (2.29)

Öte yandan, (2.27)'ye göre tek bir sinyal için aynı frekansta

. (2.30)

(2.29) ve (2.30)'daki integraller çakıştığı için şunu yazabiliriz:

, (2.31)

burada (2.24)'e göre periyot şuna eşittir:

hertz cinsinden ölçülen temel frekans aralığı nerede.

.

Pratik radyo mühendisliğinde, karmaşık spektrum yerine genellikle genlik spektrumu kullanılır. Bu durumda

. (2.32)

karakterize eden bundan kaynaklanır dağıtım yoğunluğu frekanstaki tek bir sinyalin sürekli spektrumunun bileşenlerinin genlikleri. Zamanla değişen bir voltaj veya akım ise, o zaman boyut veya olur.

(2.24) şeklinde dikkate alarak (2.32) yazalım.

. (2.33)

Dolayısıyla bunu takip eder tek bir sinyalin sürekli spektrumunun zarfı ve karşılık gelen periyodik sinyalin zarfı şekil olarak çakışır ve yalnızca ölçek olarak farklılık gösterir. Uygulamada, bazı durumlarda, periyodik bir sinyalin spektrumunu hesaplarken, önce tek bir sinyali bulmak ve ardından ilişkiyi (2.33) kullanarak periyodik bir sinyalin spektrumuna gitmek çok daha kolaydır.

Fourier dönüşümleri (2.27) ve (2.28) karmaşık biçimde sunulur. Bilinen ilişkileri kullanma

, (2.34, bir)

, (2.34b)

dönüşümlerin trigonometrik formunu elde edebilirsiniz. Dolayısıyla, (2.34, b) dikkate alındığında, ifade (2.27) aşağıdaki formu alır.

birinci integral gerçek kısım ve ikincisi hayali kısımdır, yani

, (2.36)

. (2.37)

Daha sonra modül veya genlik spektrumu formülle hesaplanır.

ve tartışma veya faz spektrumu - ifadeye göre

. (2.39)

eğer sinyal eşit zamanın fonksiyonu, o zaman (2.35)'teki ikinci integral sıfıra eşittir, çünkü çarpım tek bir fonksiyondur ve entegrasyonun sınırları sıfıra göre simetriktir. Bu durumda anlatılan gerçek ve çift fonksiyon

eğer sinyal garip zamanın fonksiyonu, o zaman ilk integral kaybolur ve tek ve tamamen hayali frekans fonksiyonu, yani

. (2.41)

Böylece (2.35), (2.40) ve (2.41) doğrudan Fourier dönüşümünün trigonometrik formunu karakterize eder.

Şimdi ters Fourier dönüşümüne (2.28) dönelim.

gerçeğini dikkate alarak

ifade (2.28) aşağıdaki biçimde temsil edilebilir

,

veya (2.34, a) uyarınca

Eğer bir çift fonksiyon ise, o zaman ikinci integral bir tek fonksiyondur ve değeri sıfıra eşittir. O zaman sonunda yazarız

Örnek olarak, aralıkta tanımlanmış süre ve genliğe sahip dikdörtgen bir darbenin Fourier dönüşümünü düşünün.

(2.27) ifadesini kullanarak, basit dönüşümlerden sonra şunu elde ederiz:

.

Şek. 2.7 darbenin şeklini ve spektral işlevini gösterir.

Şekil 2'deki spektral diyagramların karşılaştırılması. 2.4 ve şek. 2.7b, çizgi zarflarının şekillerinin ve sürekli spektrumların örtüştüğünü gösterir, bu da daha önce çizilen sonuçları doğrular. Bu durumda hem çizginin zarfı hem de sürekli spektrumun zarfı frekanslarda sıfıra ulaşır. ω = 2benπ/τ , Nerede . 'da, spektral fonksiyonun değeri darbe alanına eşittir.

Fourier dönüşümünün ana özelliklerinin değerlendirilmesine geçelim. Kısaca, bir çift dönüşüm (doğrudan ve ters) aşağıdaki gibi sembolik olarak temsil edilecektir:

1. Fourier dönüşümünün doğrusallığı

nerede ve keyfi sayısal katsayılardır.

Formül (2.43)'ün ispatı herhangi bir zorluğa neden olmaz, bunun için toplamı yerine koymak yeterlidir. ifadeye (2.27).

2. Zaman kaydırma özelliği (gecikme teoremi)

Çünkü , o zaman (2.44) şu şekilde temsil edilebilir:

Böylece, sinyalin zaman içinde bir değer gecikmesi, faz spektrumunda bir değişikliğe yol açar.

3. Zaman ölçeğini değiştirme

. (2.46)

Değere bağlı olarak, sinyalin sıkıştırılması veya uzatılması zaman içinde gerçekleşir. (2.46)'dan, sinyal zaman içinde bir faktör tarafından sıkıştırıldığında, spektrumunun aynı faktör kadar genişlediği sonucu çıkar. Ve tam tersi.

4. Farklılaşma işlemi

. 2.47)

Bir sinyal farklılaştırıldığında, spektrumunun tüm harmonik bileşenleri başlangıç ​​fazını değiştirir.

5. Entegrasyon işlemi

. (2.48)

Bir sinyali entegre ederken, spektrumunun tüm harmonik bileşenleri ilk fazı değiştirir. Özellik (2.48) şu durumlarda geçerlidir:

6. Eğer , O

(2.49) ifadesinin sağındaki integrale denir. evrişim. Bu nedenle, sinyallerin çarpımının Fourier dönüşümü, spektrumlarının (katsayılı) bir evrişimidir. Özel bir durumda, for ve iki sinyalin eşitliği aşağıdaki oranı elde edebilirsiniz:

bu, Parseval eşitliğinin (2.22) integral formudur. Bu ilişkiden, periyodik olmayan bir sinyalin toplam enerjisinin, tüm spektral bileşenlerinin enerjilerinin toplamına eşit olduğu sonucu çıkar. Aynı zamanda bağımlılık

, (2.51)

temsil etmek spektral yoğunluk enerji veya enerji spektrumu tek sinyal.

2.4. Sinyalin etkin süresi ve etkin bant genişliği

Radyo mühendisliğinin pratik problemlerini çözmek için, sinyal spektrumunun süresini ve genişliğini ve aralarındaki ilişkiyi bilmek son derece önemlidir. Sinyalin süresini bilmek, mesajların iletilmesi için sağlanan süreyi verimli kullanma sorunlarını çözmemizi sağlar ve spektrumun genişliğini bilmek, radyo frekans aralığını verimli bir şekilde kullanmamızı sağlar.

Bu problemlerin çözümü, "etkin süre" ve "etkin spektrum genişliği" kavramlarının kesin bir tanımını gerektirir. Uygulamada, sürenin belirlenmesine yönelik çok sayıda yaklaşım vardır. Sinyalin süre olarak sınırlı olduğu (bitiş sinyali) durumda, örneğin bir dikdörtgen darbe için olduğu gibi, sürenin belirlenmesi zor değildir. Teorik olarak, sinyal sonsuz bir süreye sahip olduğunda, örneğin üstel bir darbe olduğunda durum farklıdır.

Bu durumda etkin süre, sinyalin değerinin geçtiği zaman aralığı olarak alınabilir. Başka bir yöntemde, . Aynı şey, spektrumun etkin genişliğinin tanımı için de söylenebilir.

Gelecekte bu yöntemlerden bazıları radyo sinyallerinin ve devrelerin analizinde kullanılacak olsa da, yöntem seçiminin önemli ölçüde sinyal şekline ve spektrum yapısına bağlı olduğu belirtilmelidir. Dolayısıyla, üstel bir darbe için bu yöntemlerden birincisi ve çan şeklindeki bir sinyal için ikinci yöntem daha çok tercih edilir.

Enerji kriterlerini kullanan yaklaşım daha evrenseldir. Bu yaklaşımla, spektrumun etkin süresi ve etkin genişliği olarak, sırasıyla sinyal enerjisinin ezici kısmının yoğunlaştığı zaman aralığı ve frekans aralığı dikkate alınır.

, (2.52)

, (2.53)

enerjinin hangi kısmının aralıklarla yoğunlaştığını gösteren bir katsayı veya . Tipik olarak, değer içinde seçilir .

Dikdörtgen ve üstel darbelerin spektrumunun süresini ve genişliğini belirlemek için (2.52) ve (2.53) kriterlerini uygulayalım. Dikdörtgen darbe için, tüm enerji ya da zaman aralığında yoğunlaşmıştır, bu nedenle süresi dır. Spektrumun etkin genişliğine gelince, puls enerjisinin %90'ından fazlasının spektrumun ilk lobunda yoğunlaştığı bulundu. Nabzın tek taraflı (fiziksel) spektrumunu düşünürsek, spektrumun ilk lobunun genişliği dairesel frekanslarda veya döngüsel frekanslardadır. Dikdörtgen bir darbenin spektrumunun etkin genişliğinin şuna eşit olduğu sonucu çıkar:

Üstel momentumun tanımına geçelim. Toplam darbe enerjisi

.

(2.52) kullanarak,

.

Denklemin sol tarafındaki integrali hesaplayıp çözerek aşağıdaki sonuca ulaşabiliriz.

.

Fourier dönüşümünü kullanarak üstel momentumun spektrumunu buluyoruz

,

nereden takip ediyor

.

Bu ifadeyi (2.53)'e koyarak ve denklemi çözerek şunu elde ederiz:

.

Spektrumun etkin süresi ile etkin genişliğinin çarpımını bulalım. Dikdörtgen darbe için bu ürün

,

veya döngüsel frekanslar için

.

üstel momentum için

Bu nedenle, tek bir sinyalin etkili süresinin ve etkin spektrum genişliğinin ürünü, yalnızca sinyalin şekline ve katsayı değerine bağlı olan sabit bir değerdir. Bu, sinyalin süresi azaldıkça spektrumunun genişlediği ve bunun tersi anlamına gelir. Bu gerçek, Fourier dönüşümünün (2.46) özelliğini dikkate alırken zaten not edilmişti. Uygulamada, bu, biçimlendirmenin imkansız olduğu anlamına gelir. kısa sinyal, dar bir spektruma sahip olan, fizikselin bir tezahürü olan belirsizlik ilkesi.

2.5. Entegre edilemeyen sinyallerin spektrumları

Sinyalin şeklini tanımlayan fonksiyonun Fourier dönüşümünün uygulanabilirliğinin koşullarından biri, sinyalin sonlu enerjisi anlamına gelen mutlak integrallenebilirliğidir. Aynı zamanda, bazı durumlarda, bu koşulu spektral olarak karşılarlar. Bu, modülasyon işleminin uygulanmasında taşıyıcı salınım olarak kullanılan harmonik bir salınım, tek bir fonksiyon tarafından açıklanan sinyaller vb. Olabilir. Ancak Fourier dönüşüm aparatı bu sinyallere de genişletilebilir.

Önce formun bir sinyalini düşünün

Açıkçası, böyle bir sinyalin sonsuz enerjisi vardır. Fourier dönüşümünü (2.27) bu sinyale resmi olarak uygulayalım.

.

,

o zaman (2.54) aşağıdaki gibi yeniden yazılabilir

.

Tablo integralini kullanma

,

yukarıda ele alınan fonksiyon nerede.

Daha sonra, bu ifadeyi dikkate alarak,

(2.55)'ten, , zaman aralığında tanımlanan bir harmonik salınımın spektrumunun ve hariç tüm frekanslarda sıfıra eşit olduğu sonucu çıkar. Bu frekanslarda spektral bileşenlerin değeri sonsuza gider (Şekil 2.8, a)

Sabit bir sinyale karşılık gelen , koyarsak, o zaman (2.55)'ten şu gelir:

.

Bu nedenle, sabit bir sinyalin spektrumu yalnızca sıfır değildir (Şekil 2.8, b). Bu frekansta, spektral bileşenin değeri sonsuza eşittir.

Adım sinyalinin spektrumunun [L.3] olduğu gösterilebilir.

,

.

Yukarıdakilerden, entegre edilemeyen sinyallerin spektrumlarının, matematiksel bir soyutlama - - fonksiyonlarının katılımıyla Fourier dönüşümü kullanılarak hesaplanabileceği sonucu çıkar. O zaman şu soru ortaya çıkıyor: şekli - fonksiyon tarafından tanımlanan sinyal spektrumu nedir, yani.

.

(2.27)'yi bu sinyale uygulayarak ve -fonksiyonun filtreleme özelliğini hesaba katarak şunu elde ederiz:

Bu nedenle, - fonksiyonun (pratikte - çok büyük genlikli çok kısa bir darbe) ürünü olan sinyal, tüm frekans aralığı boyunca tek tip bir spektruma sahiptir. Radyo mühendisliği problemleri için önemli olan bu sonuç aşağıda kullanılacaktır.

2.6. Deterministik sinyallerin korelasyon-spektral analizi

Birçok radyo mühendisliği probleminde, sinyal ile bir süre kaydırılan kopyasının karşılaştırılması sıklıkla gerekli hale gelir. Özellikle bu durum, hedeften yansıyan darbenin alıcının girişine bir zaman gecikmesi ile ulaştığı radarda gerçekleşir. Bu sinyallerin birbirleri ile karşılaştırılması, örn. işleme sırasında ilişkilerinin kurulması, hedefin hareket parametrelerini belirlemenizi sağlar.

İçin niceleme sinyal ve onun zaman kaydırmalı kopyası arasındaki ilişki, bir özellik tanıtılır

, (2.57)

hangisi denir otokorelasyon fonksiyonu(AKF).

ACF'nin fiziksel anlamını açıklamak için, süresi ve genliği olan dikdörtgen bir darbenin bir sinyal görevi gördüğü bir örnek veriyoruz. Şek. 2.9 dürtüyü, bir zaman aralığı ile kaydırılan kopyasını ve çarpımı gösterir. . Açıkçası, ürünü entegre etmek, ürün olan nabız alanının değerini verir. . Bu değer, sabitlendiğinde, koordinatlarda bir nokta ile temsil edilebilir. Değiştirildiğinde, otokorelasyon fonksiyonunun bir grafiğini elde ederiz.

Analitik bir ifade bulalım. Çünkü

daha sonra bu ifadeyi (2.57) ile değiştirerek şunu elde ederiz:

. (2.58)

Sinyal sola kaydırılırsa, benzer hesaplamalarla bunu göstermek kolaydır.

. (2.59)

Sonra, (2.58) ve (2.59)'u birleştirerek şunu elde ederiz:

. (2.60)

Ele alınan örnekten, keyfi dalga biçimleri için geçerli olan aşağıdaki önemli sonuçları çıkarabiliriz:

1. Periyodik olmayan bir sinyalin otokorelasyon fonksiyonu, büyümeyle birlikte azalır (diğer sinyal türleri için monoton olması gerekmez). Açıkçası, ACF'de sıfıra da eğilimlidir.

2. ACF en yüksek değerine ulaşır. Bu durumda, sinyalin enerjisine eşittir. Yani ACF enerji sinyal karakteristiği Beklendiği gibi, noktasında, sinyal ve kopyası tamamen ilişkilidir (birbirine bağlıdır).

3. (2.58) ve (2.59) karşılaştırıldığında, ACF'nin eşit fonksiyon argüman , yani

.

Sinyalin önemli bir özelliği, korelasyon aralığı. Korelasyon aralığı, kaydırıldığında sinyalin ve kopyasının ilişkisiz hale geldiği zaman aralığı olarak anlaşılır.

Matematiksel olarak, korelasyon aralığı aşağıdaki ifade ile belirlenir.

,

veya beri bir çift fonksiyondur

. (2.61)

Şek. 2.10, isteğe bağlı bir dalga biçimi sinyalinin ACF'sini gösterir. Alanı pozitif değerlerle (eğrinin sağ dalı) eğrinin altındaki alana eşit olan bir dikdörtgen çizersek, bir tarafı eşittir , sonra ikinci taraf karşılık gelir.

Zamanlama için dijital sinyal geciktirme devreleri gereklidir Ö farklı yollar boyunca sinyal yayılımının koordinasyonu dijital aygıt. Belirli yollar boyunca sinyallerin geçişindeki zamanlama uyumsuzlukları, cihazların çalışmasını bozan kritik zamanlama yarışlarına yol açabilir. Geçiş süresi, içinden geçtiği elemanların parametrelerinden etkilenir. dijital sinyaller. Bu parametreleri değiştirerek, sinyal yayılma süresini değiştirebilirsiniz. Gecikme süresini değiştirmek için, elektromanyetik gecikme çizgileri, mantık elemanlarının zincirleri, RC-zincirler. Bu tür elemanları kullanarak, sinyallerin daralması, genişlemesi, giriş darbesinin önüne göre bir kayma ile daralma vb. elde etmek mümkündür.

Pirinç. 12.8. Ön kenara (a) göre gecikmeli ve bir zamanlama diyagramına (b) sahip kısa darbe şekillendirici

Her mantıksal öğe bir zaman gecikmesi oluşturur, yani ne zaman Giriş sinyali ilk kapıdan sonra çıkış seviyesindeki değişiklik sen 1 zamanla olur T zd.r. Benzer şekilde, bir zaman gecikmesi aralığından sonra diğer eviricilerin çıkış sinyalleri değişir ( sen 2 ,sen 3). Dördüncü elementin durumundaki değişim, buradaki girdilerin ayrı olduğu dikkate alınarak analiz edilmelidir. Giriş sinyali mantık elemanının üst girişine ulaşmadan önce DD 4 mantıksal 1'di ve alt giriş mantıksal 0'dı. Bu nedenle, sabit durumda devrenin çıkışı yüksek potansiyeldi (mantıksal 1).

Elemanın alt girişinde giriş sinyalinin ortaya çıkmasından sonra DD 4 lojik birime set edilmiş, üstteki de yine 1 oluyor. Dolayısıyla bir süre sonra devrenin çıkışında T zd.r, mantıksal 0'a ayarlanacaktır. Üç mantıksal öğeden geçtikten sonra, giriş sinyali değeri değiştirecektir. sen 3 c 1 ila 0 (bu, öğenin üst girişidir. DD 4). Devrenin çıkış voltajı dikkate alınarak T elementte sağlık DD 4 tekrar 1 olur.Bu nedenle, devre giriş sinyalinin yükselen kenarından 3 süreli kısa bir darbe üretir. T zd.r, ön kenara göre bir kaydırma ile T zd.r. Giriş sinyalinin arka kenarı, elemanın üst girişinde 1 göründüğünden, çıkışta devrenin durumunda bir değişikliğe neden olmaz. DD Altta 4 zaten 0 var. Bu nedenle çıkışta 1 bir sonraki giriş darbesine kadar saklanır. Darbe cephelerinin süresi dikkate alınmadan devam eden işlemler zamanlama şemasında gösterilmiştir (Şekil 12.8, B). Devre tarafından üretilen sinyal, düşük seviye.

eğer bağlaç DDŞemada 4 (Şek. 12.8, A) bir ayırıcı ile değiştirilir ve invertörlerin sayısı çift yapılır, ardından devre giriş darbelerini şuna eşit bir zaman aralığı kadar genişletir: nt zd.r, nerede N gecikme devresindeki eviricilerin sayısıdır. Darbe genişleticinin şeması ve çalışmasının zamanlama şeması, Şek. 12.9.

Pirinç. 12.9. Darbe genişletici devresi ( A) ve zamanlama diyagramı ( B)

Zamanlama diyagramından çıkış darbesinin süresinin giriş süresinden 4 kat daha uzun olduğu görülebilir. T zd.r.

Sıralı darbe şekillendiricilerin sadece birkaç şeması kısaca ele alınmıştır. Ek Bilgiler Içinde bulunabilir .

tek vibratörler

Tek vibratörler (bekleyen multivibratörler), rejeneratif devreler grubuna aittir. Bu darbe cihazları sınıfı, belirsiz (ancak yeterince kısa) süreli (üretilen darbenin süresinden fazla olmayan) bir giriş tetikleme darbesinden belirli bir sürenin zaman aralıklarını üretir. Yedek bir multivibratör uygulamak için, kazancı birden fazla olan bir cihazın rejeneratif (pozitif) geri besleme ile kapsanması gerekir.

Tekli vibratörlerin olası şemalarından biri, Şek. 12.10, A. Tekli vibratör, 2I-NOT tipindeki iki mantık elemanı üzerine pozitif bir giriş getirerek inşa edilmiştir. geri bildirim(ikinci elemanın çıkışı birincinin girişine bağlıdır).

İÇİNDE orijinal durum elemanın çıkışında DD 2 seviye 1 var ve elemanın çıkışında DD 1, mantıksal bir 0'dır, çünkü her iki girişi de 1'e sahiptir (tetikleme darbeleri negatif voltaj düşüşünü temsil eder). Girişte tetikleyici bir negatif voltaj düşüşü geldiğinde, ilk elemanın çıkışında seviye 1 görünecektir.Kapasitans boyunca pozitif bir düşüş İLE ikinci elemanın girişine gidecektir. Bu durumda, C kapasitansı direnç R üzerinden yüklenmeye başlayacaktır. Eleman DD 2 bu sinyali ters çevirir ve seviye 0, geri besleme devresi aracılığıyla elemanın ikinci girişine beslenir. DD 1. Çıkış öğesi DD 2, direnç boyunca voltaj düşüşü olduğu sürece 0 seviyesinde tutulur. R düşmeyecek sen kondansatörü şarj etme sürecindeki gözenekler İLE(Şekil 12.10, B). Tek bir vibratörün çıkış darbesinin süresi, ifade kullanılarak belirlenebilir.

Pirinç. 12.10. Tek vibratör devresi ( A) ve zamanlama diyagramı ( B)

T ve = C (R + R dışarı) ln(sen 1 /sen Daha sonra),

Nerede Rçıkış - ilk elemanın çıkış direnci; sen gözenek, mantık elemanının eşik voltajıdır.

Ele alınan şema hem TTL mikro devrelerinde hem de CMOS yapılarında uygulanabilir. Bununla birlikte, her mantık türünün özgüllüğü kendi koşullarını dayatır. Tekli vibratörler oluşturmak için ek girişlerle parmak arası terlik kullanabilirsiniz. S bir ve R ve bunların tek ve sıfır durumda zorunlu kurulumu için.

Tek vibratörler bağımsız mikro devreler şeklinde üretilir. TTL serisinin bir parçası olarak, birkaç yedek mikro devre ve kontrollü multivibratör vardır. Mikroçip tasarımında tekli vibratörlerin avantajı, daha az sayıda ataşman, daha fazla zamansal kararlılık ve daha geniş işlevselliktir. Bu mikro devreler, CMOS serisi - 564AG1, 1561AG1'in bir parçası olarak tekli vibratörler K155AG1 ve K155AG3'ü içerir. Bu tür mikro devrelerin çalışması literatürde ayrıntılı olarak açıklanmaktadır.

Belirli bir süredeki darbeleri elde etmek için sayaçlar kullanılabilir. Dijital tekli vibratörler, sayaçlar temelinde inşa edilmiştir. Zaman aralığının çok büyük olması gerektiğinde veya oluşturulan aralığın kararlılığına yüksek gereksinimler getirildiğinde kullanılırlar. Bu durumda, alınan minimum süre yalnızca kullanılan öğelerin hızıyla sınırlıdır ve maksimum süre herhangi biri olabilir (kullanan şemaların aksine) RC-zincirler).

Dijital tek vibratörün çalışma prensibi, tetiğin bir giriş sinyali ile açılmasına ve sayaç dönüştürme faktörü tarafından belirlenen bir zaman aralığından sonra kapatılmasına dayanır. Şek. 12.11, bir sayaç kullanarak belirli bir süre boyunca bir darbe elde etmek için bir devre örneğini gösterir.

Tekli vibratörün çalışması şekil 2'de diyagramlarla gösterilmiştir. 12.11, B. İlk durum tetikleyicisi DD 2 ters çıkışta yüksek seviye, hangi girişte R sayacı ayarlar DD 1 üzeri sıfır durumu. Giriş (tetikleme) darbesinin gelmesinden sonra senşu anda = 1 T 1 tetikleyici, tek bir duruma ayarlanmıştır. Aynı zamanda, ters çevrilmiş çıkışında, programlanabilir sayaca darbelerin sayılmasına izin verecek şekilde düşük bir seviye ayarlanacaktır. DD 1. Jeneratörden darbelerin sayılması G programlama girişleri tarafından ayarlanan değere kadar devam eder. Belirtilen darbe sayısını saydıktan sonra, sayacın çıkışında yüksek seviyeli bir sinyal üretilir. U CT(an T 2) tetiği döndürecek olan DD 2 üzeri sıfır durumu. Bu durumda, tetikleyicinin ters çıkışı tekrar yüksek bir seviyeye ayarlanacak ve sayaç orijinal durumuna dönecektir.

Pirinç. 12.11. Yapısal şema ( A) ve zamanlama diyagramları

(B) dijital tek vibratör

Bu tür şemaların yaygın bir dezavantajı, başlatma sırasında ana osilatörün fazının keyfiliği ile ilişkili rastgele hatadır. Hata, saat frekansı periyodu kadar olabilir ve jeneratörün artan frekansı ile azalır. Bu dezavantaj, jeneratörün kontrollü başlatılmasıyla devreler tarafından ortadan kaldırılabilir (jeneratör, bir tetik darbesi göründüğünde açılır).

Tek bir vibratörün parçası olarak programlanabilir bölme oranına sahip sayaçların kullanılması, herhangi bir süre darbe elde etmeyi mümkün kılar. Örneğin, 564IE15 yongası, sayaçları ikili verilerin paralel yüklenmesiyle programlanan beş çıkarma sayacından oluşur. Çıkış darbe süresinin daha yüksek kararlılığı, kullanılmasıyla sağlanır. kristal osilatör saat frekansı

Bir dürtü her şeyi anlatabilir mi? - diyorsun. Bir dürtü bir dürtüdür, sadece dikdörtgen şeklindedir.

Ancak işin gerçeği şu ki, şimdiye kadar sadece osiloskop ekranında, örneğin elektronik anahtarın ayarlanması sırasında bu tür darbeleri gözlemledik ve bunların varlığına göre jeneratörün sağlığını yargıladık. Bununla birlikte, bir kontrol sinyali olarak dikdörtgen bir darbe kullanılırsa ve örneğin bir AF amplifikatörünün girişine beslenirse, o zaman çıkış sinyalinin şekli ile, amplifikatörün çalışması hemen değerlendirilebilir ve eksiklikleri adlandırılabilir - düşük bant genişliği, daha düşük veya daha düşük hızlarda yetersiz kazanç daha yüksek frekanslar, bazı frekans aralığında kendi kendini uyarma.

Ve örneğin ev yapımı ölçüm aletlerinde veya osiloskoplarda kullanılan geniş bantlı bir voltaj bölücüyü ele alalım. İçinden "geçen" bir dikdörtgen darbe, size geniş bir frekans aralığında sabit bir sinyal bölme oranı elde etmek için gerekli ayrıntıların kesin parametrelerini söyleyecektir.

Bunu açıklığa kavuşturmak için, önce çeşitli jeneratörlerin, otomasyon cihazlarının ve bilgisayar teknolojisinin açıklamalarında sıklıkla bahsedilen darbe sinyalinin bazı parametrelerini tanıyalım. Şek. 97 gösteriliyor" dış görünüş"biraz bozuk (dikdörtgene kıyasla) darbe, böylece ayrı ayrı parçaları daha net görülebilir.

Darbe parametrelerinden biri genliğidir (Umax), küçük ani yükselmeleri hesaba katmadan maksimum darbe yüksekliği. Nabzın yükselme süresi, ön tf'nin süresini ve azalmanın süresi, düşüş tc'nin süresini karakterize eder. Nabzın "ömrünün" süresi, süreyi belirler ti - nabzın başlangıcı ile bitişi arasındaki süre, genellikle 0,5 genlik seviyesinde (bazen 0,7 seviyesinde) sayılır.

Dürtü tepesi, bir tıkanma veya yükselme ile düz olabilir. Dikdörtgen darbenin tepesi düzdür ve yükseliş ve düşüş o kadar diktir ki, osiloskop kullanarak sürelerini belirlemek mümkün değildir.

Darbe sinyali, darbe süresi ile darbe tekrarlama süresi arasındaki ilişkiyi gösteren görev döngüsü tarafından da değerlendirilir. Görev döngüsü, sürenin değil, dönemin bölünmesinin bölümüdür. Şek. 97, örnekte görev döngüsü 3'tür.

Şimdi, darbe ve parametreleri hakkında kısa bir bilgi sahibi olduktan sonra, sonraki deneyler için gerekli olan dikdörtgen bir darbe üreteci inşa edeceğiz. Hem transistörlerde hem de mikro devrelerde gerçekleştirilebilir. Ana şey, jeneratörün mümkün olan en düz tepenin yanı sıra dik cepheler ve girintiler ile darbeler vermesidir. Ayrıca amaçlarımız için görev döngüsü 2-3 aralığında olmalı ve darbe tekrarlama hızı bir modda yaklaşık 50 Hz, diğerinde 1500 Hz olmalıdır. Frekans gereksinimlerine neyin sebep olduğunu daha sonra öğreneceksiniz.

Belirlenen gereksinimleri karşılamanın en kolay yolu, mikro devre üzerindeki bir jeneratör ve bir transistör olabilir (Şek. 98). Birkaç ayrıntı içerir, besleme voltajı 2,5 V'a düştüğünde çalışabilir (bu durumda, sinyal genliği esas olarak düşer) ve 2,5 V'a kadar (belirtilen besleme voltajında) genliğe sahip çıkış darbeleri almanızı sağlar. 2.5 görev döngüsü.

Aslında, jeneratörün kendisi, iyi bilinen multivibratör devresine göre DD1.1 - DD1.3 elemanları üzerinde yapılmıştır. Darbe tekrarlama oranı, direnç R1'in direncine ve SA1 anahtarı tarafından o anda bağlı olan kapasitörün kapasitansına bağlıdır. Şemada gösterilen anahtarın hareketli kontağı konumunda, C1 kondansatörü jeneratöre bağlıdır, bu nedenle jeneratör çıkışındaki darbeler (DD1.3 elemanının pim 8'i) 50 Hz'lik bir frekansta ( tekrar süresi 20 ms'dir). Anahtarın hareketli kontağı şemaya göre alt konuma getirildiğinde C2 kondansatörü bağlanacak ve tekrarlama hızı yaklaşık 2000 Hz (tekrarlama periyodu 0,5 ms) olacaktır.

Daha sonra, darbe sinyali, direnç R2 aracılığıyla transistör VT1 üzerinde yapılan yayıcı izleyiciye beslenir. Sinyal, tekrarlayıcının yükü olan değişken direnç R3'ün motorundan XT1 çıkış terminaline beslenir. Sonuç olarak, XT1 ve XT2 kelepçelerinden birkaç on milivolttan birkaç volta kadar genliğe sahip dikdörtgen darbeler almak mümkündür. Herhangi bir nedenle minimum sinyalin bile fazla olduğu ortaya çıkarsa (örneğin, çok hassas bir amplifikatörü kontrol ederken), çıkış sinyali devredeki direnç R3'ün üst çıkışı ile yayıcı arasına bağlanarak azaltılabilir. 1-3 kOhm dirençli sabit bir direncin transistörü veya harici bir bölücü voltaj kullanarak.

Ayrıntılar hakkında birkaç söz. K155 serisinin diğer mikro devrelerinin (diyelim ki K155LA4) AND-NOT elemanları ve ayrıca KT315 serisinin herhangi bir transistörü jeneratörde çalışabilir. Kondansatör C1 - K50-6 veya en az 10 V'luk bir voltaj için tasarlanmış başka bir; C2 - herhangi bir, muhtemelen daha küçük boyutlar. Dirençler - MLT-0.125 ve SP-1 (R3), güç kaynağı - pil 3336. Jeneratör 15 mA'dan daha az tüketir, bu nedenle bu kaynak uzun süre dayanır.

Jeneratörde az sayıda parça olduğu için çizim vermeye gerek yoktur. baskılı devre kartı- kendiniz geliştirin. Kartı parçalarla ve güç kaynağıyla birlikte kasanın içine monte edin (Şek. 99) ve aralık anahtarını, güç anahtarını, değişken direnci ve kelepçeleri ön duvarına yerleştirin.

Bir sonraki adım, osiloskopumuzu kullanarak jeneratörü kontrol etmek ve ayarlamaktır. Osiloskobun giriş probunu mikro devrenin pim 8'ine ve "toprak" probunu ortak kabloya (terminal XT2) bağlayın. Osiloskop çalışırken çalışır otomatik mod("AUTO-STANDBY" düğmesine basılır), senkronizasyon dahilidir, düşük frekanslı takip eden sinyalin bozulmasını önlemek için giriş açıktır). Osiloskobun giriş zayıflatıcısı, örneğin 1 V/div hassasiyete ayarlanabilir ve tarama süresi 5 ms/div olarak değişir.

Jeneratöre güç verildikten ve SA1 anahtarı şemada gösterilen konuma ayarlandıktan sonra, osiloskop ekranında iki paralel şeklinde bir görüntü belirecektir.

hareketli "vuruşlardan" oluşan lele çizgileri (Şekil 100, a). Darbeli bir sinyalin senkronize olmayan görüntüsü böyle görünür.

Artık osiloskopu bekleme moduna almak ("AUTO - STANDBY" düğmesine basın) ve "SYNC" düğmesini çevirerek pozitif bir sinyalden senkronizasyonu ayarlamak yeterlidir. saat yönünün en uç noktasına getirin, böylece ekrandaki görüntü "durur" (Şek. 100, b). Görüntü biraz seğiriyorsa, tarama uzunluğu topuzunu ayarlayarak daha iyi bir senkronizasyon elde edin.

Darbe tekrarlama periyodunun süresini belirleyin ve gerekirse direnci R1'i seçerek 20 ms'ye ayarlayın.

Belirli bir tarama süresiyle dönemi doğru bir şekilde ölçmek zordur, bu nedenle basit bir numara kullanın. Bu zamanlama ile tarama süresini 2 ms/div olarak ayarlayın. Ekran daha fazlasını göstermeli uzatılmış görüntü darbe (Şekil 100, c), tepe uzunluğu yaklaşık 3,5 bölüm olacak, yani darbe süresi 7 ms olacaktır.

Ardından, aynı tarama süresinde, "SYNC" düğmesini çevirerek tetiği negatif sinyale ayarlayın. saat yönünün tersine en uç konuma getirin. Ekranda bir duraklama görüntüsü göreceksiniz (Şekil 100, d), çünkü osiloskobun taraması artık darbenin azalmasıyla tetikleniyor. Hattın uzunluğu 6,5 bölümdür, yani duraklama süresi 13ms'dir. Darbe ve duraklama sürelerinin toplamı, darbe tekrarlama süresinin (20 ms) değeri olacaktır.

Benzer şekilde anahtarın hareketli kontağını şemaya göre ("2 kHz") alt konuma ayarlayarak jeneratörün ikinci kademede çalışmasını kontrol edin. Bu durumda, osiloskobun tarama süresini örneğin 0,1 ms/div olarak ayarlayın. Bu aralıktaki darbe tekrar süresi, 2000 Hz'lik bir tekrar oranına karşılık gelen 0,5 ms olmalıdır. Bu aralıktaki frekans doğruluğu özel bir rol oynamadığından, jeneratörde herhangi bir ayar yapmanıza gerek yoktur. Frekansın belirtilenden önemli bir sapma olması durumunda, C2 kondansatörü seçilerek değiştirilebilir.

Bundan sonra, osiloskobun giriş probunu XT1 terminaline çevirin ve çıkış sinyali genlik regülatörü - değişken direnç R3'ün çalışmasını kontrol edin. Devreye göre değişken dirençli motor üst konuma ayarlandığında, darbelerin maksimum genliğinin bir multivibratördekinden biraz daha az olacağını kesinlikle fark edeceksiniz.Bu, bir yayıcı takipçisinin eylemi, aktarım katsayısı ile açıklanır. transistörün yayıcı bağlantı noktasındaki sinyalin bir kısmındaki düşüş nedeniyle birden küçüktür.

Jeneratör hazır, deneyler yapabilirsiniz. Basit RC devrelerinin dürtü üzerindeki eylemini kontrol ederek başlayalım: farklılaşma ve bütünleşme. İlk olarak, bir kondansatör ve bir değişken dirençten oluşan bir diferansiyel devreyi jeneratörün çıkışına bağlayın (Şekil 101). Direnç sürgüsünü şemaya göre alt konuma getirin ve jeneratörde aralığı "50 Hz" ve çıkış sinyalinin maksimum genliği olarak ayarlayın. Aynı zamanda osiloskop ekranında (bekleme modunda pozitif bir sinyalden senkronizasyon ile çalışır, tarama süresi 5 ms/dep., Hassasiyet 1 V/div.) eğimli üst kısım (Şek. 102, a). Momentumun, görüntünün kapsamını artıran bozulma çizgisi boyunca alçaldığını görmek kolaydır.

Değişken direnç sürgüsü devrede yukarı doğru hareket ettirildikçe darbe distorsiyonu artacak ve görüntü salınımı artacaktır. Zaten yaklaşık 4 kOhm'luk bir direnç direnci ile genlik, darbenin genliğinin neredeyse iki katına ulaşacaktır.

(Şekil 102, b) ve dirençte daha fazla bir düşüşle (1 kOhm'a kadar), ön ve durgunluk bölgesindeki darbeden yalnızca sivri uçlar kalacaktır. Başka bir deyişle, dikdörtgen bir darbeden farklılaşmanın bir sonucu olarak, pozitif (ön boyunca) ve negatif (düşme boyunca) olmak üzere iki sivri uç elde etmek mümkün olacaktır.

Ek olarak, farklılaşma, darbeyi zamanla "kısaltmanıza" izin verir - sonuçta, darbe süresi, genliğinin 0,5'i seviyesinde ölçülür ve bu seviyede, değişken direnç düğmesi döndürüldüğünde darbe genişliği yumuşak bir şekilde değişir).

Devrenin ayırt edici özellikleri darbe tekrarlama oranına bağlıdır. Jeneratör aralığı anahtarını "2 kHz" konumuna yeniden düzenlemek yeterlidir - ve üst eğim pratik olarak kaybolacaktır. Nabızlar böyle bir frekansla takip edilir, farklılaşan zincirimiz çok az bozulmayla veya hiç bozulma olmadan atlar. Önceki durumdakiyle aynı etkiyi elde etmek için kapasitörün kapasitansı 0,01 uF'ye düşürülmelidir.

Ve şimdi parçaları değiştirin (Şek. 103) - entegre bir zincir elde edersiniz. Değişken direnç kaydırıcısını şemaya göre en soldaki konuma getirin, yani direncin direncini görüntüleyin. Sinyal görüntüsü, zinciri bağlamadan önce jeneratörün çıkışındaki ile hemen hemen aynı kalacaktır. Doğru, darbelerin bozulması biraz kavisli hale gelecektir - darbe sırasında şarj olma zamanı olan kapasitörün boşalmasının sonucu.

Direnç sürgüsünü şemaya göre yavaşça sağa hareket ettirmeye başlayın, yani direncin direncini girin. Hemen, impulsun önü ve düşüşü yuvarlanmaya başlayacak (Şek. 104, c), sinyal genliği düşecektir. Direncin maksimum direncinde, gözlemlenen sinyal bir testere dişi gibi inler (Şek. 104, b).

Entegrasyon noktası nedir? Darbenin önü göründüğü andan itibaren kapasitör şarj olmaya başlar ve darbenin sonunda boşalmaya başlar.Direnç direnci veya kapasitörün kapasitansı küçükse, kapasitörün şarj olma süresi vardır. sinyalin genlik değerine kadar ve ardından darbenin yalnızca önü ve üst kısmının bir kısmı "düşer" (Şekil 104, a). Bu durumda, entegre devrenin zaman sabitinin (kapasitans ve direncin ürünü) darbe süresinden daha az olduğunu söyleyebiliriz. Zaman sabiti darbe süresi ile orantılı veya aşarsa, kondansatörün darbe sırasında tam olarak şarj olması için zaman kalmaz ve daha sonra üzerindeki sinyal genliği düşer (Şekil 104, b). Tabii ki, entegrasyonun doğası sadece darbelerin süresine değil, aynı zamanda tekrarlanma sıklığına da bağlıdır.

Ne söylendiğinden emin olmak için direncin direncini tekrar görüntüleyin, jeneratördeki aralığı "2 kHz" olarak ayarlayın ve buna göre osiloskobun tarama süresini değiştirin. Halihazırda entegre edilmiş darbelerin bir resmi ekranda görünecektir (Şek. 104, c). Bu, yayıcı izleyicinin direncinin ve kapasitörün kapasitansının "etkileşiminin" sonucudur. Değişken dirençli en az küçük bir direnç girin - osiloskop ekranında üçgen bir sinyal göreceksiniz (Şek. 104, d). Genliği küçüktür, bu nedenle osiloskobun hassasiyetini artırmanız gerekir. Kondansatörü şarj etme ve boşaltma işleminin doğrusallığının açıkça görüldüğü doğru değil mi?

Bu örnekte, entegre devrenin zaman sabiti darbe süresinden biraz daha büyüktür, bu nedenle kapasitörün yalnızca çok küçük bir voltaja kadar şarj olma zamanı vardır.

Örneğin, bir ses frekans amplifikatörünün performansını değerlendirmek için dikdörtgen darbelerin pratik kullanımı hakkında konuşmanın zamanı geldi. Doğru, bu yöntem bir tür hızlı analiz için uygundur ve amplifikatörün genlik-frekans özelliğinin kapsamlı bir resmini vermez. Ancak, amplifikatörün belirli frekanslardaki sinyalleri iletme yeteneğini, kendi kendine uyarılmaya karşı direnci ve ayrıca kademeli bağlantılar arasında doğru ayrıntı seçimini objektif olarak değerlendirmenize olanak tanır.

Doğrulama ilkesi basittir: önce 50 Hz ve ardından 2000 Hz tekrarlama oranına sahip dikdörtgen darbeler amplifikatörün girişine beslenir ve kukla yükte çıkış sinyalinin şekli gözlenir. Öndeki bozulmalara göre: zirveler veya durgunluklar, amplifikatörün özelliklerini ve çalışma kararlılığını değerlendirirler.

Örneğin, AF amplifikatörünü bir ton bloğu (veya başka bir geniş bant amplifikatörü). Şekil 1'e göre bir jeneratöre ve bir osiloskopa bağlanır. 105. Jeneratör aralığı anahtarı "50 Hz" konumuna ayarlanmıştır ve çıkış sinyali, maksimum amplifikatör kazancında ve ton kontrol düğmelerinin yaklaşık ortalama konumlarında, yük eşdeğerindeki sinyal genliği nominal çıkış gücüne karşılık gelecek şekildedir. , örneğin 1,4 V (10 ohm yük direncinde 0,2 W güç için). Sahte bir yüke bağlı bir osiloskopun ekranındaki resim, Şekil 1'de gösterilene karşılık gelebilir. 106, a, yükseltme aşamaları arasındaki ayırma kapasitörlerinin yetersiz kapasitansını veya amplifikatörün çıkışındaki kapasitörü gösterecektir - yük bunun üzerinden bağlanır.

Diyelim ki son varsayımı doğrulamak için, osiloskobun giriş probunu doğrudan amplifikatörün çıkışına - izolasyon kapasitörüne kadar - aktarmak yeterlidir. Tepenin eğimi azalırsa (Şekil 106, b), sonuç doğrudur ve düşük frekansların daha iyi yeniden üretilmesi için kapasitörün kapasitansı artırılmalıdır.

Benzer şekilde, amplifikatörün kademeleri arasındaki izolasyon kapasitörlerinden önceki ve sonraki darbelerin görüntülerine bakarlar ve kapasitansı yetersiz olanı bulurlar. Amplifikatör düşük frekansları hiç iletmezse, osiloskop ekranında ön kısımda dar tepe noktaları ve güçlü farklılaşmada olduğu gibi darbelerin zayıflaması gözlemlenebilir. Ancak girişine 2000 Hz frekanslı darbeler uygulandığında amplifikatörün durumunun daha eksiksiz bir resmi elde edilir. Ön ve durgunluğun ses aralığının daha yüksek frekanslarının geçişini yansıttığına ve üst kısmın alt frekansları yansıttığına inanılmaktadır.

Amplifikatörde her şey yolundaysa ve sinyali geniş bir frekans bandında eşit şekilde iletiyorsa, çıkış darbesi (eşdeğer yükteki sinyal) şekil olarak girişe karşılık gelecektir (Şekil 107, a). Önün "tıkanması" ve durgunluk durumunda (Şekil 107, b), kazancın daha yüksek frekanslarda azaldığını varsayabiliriz. Bu frekanslarda kazançta daha da büyük bir azalma, Şekil 1'de gösterilen görüntüyü yakalayacaktır. 107, bir.

Diğer birçok seçenek de mümkündür: kazançta düşüş düşük frekanslar(Şek. 107, d), düşük frekanslarda kazançta hafif bir artış (Şek. 107, e), düşük ve orta (üstte düşüş) frekanslarda kazançta bir düşüş (Şek. 107, f), kısa bir süre kademeler arası bağlantıların sabiti (Şek. 107, g) - geçiş kapasitörlerinin kapasitansı genellikle küçüktür, daha düşük (Şek. 107, h) veya daha yüksek (Şek. 107, i) frekanslarda kazanç artışı, kazançta azalma bazı dar aralıklarda (Şek. 107.j).

Ve burada, amplifikatörde rezonans devreleri olduğunda, çıkış darbesinin görüntüsünün iki örneği (Şekil 107, l, m).

Ton kontrol düğmelerinin konumlarını daha düşük ve daha yüksek frekanslar için değiştirerek bu görüntülerin neredeyse çoğunu gözlemleyebileceksiniz. Görüntüleri görüntülerken aynı anda, amplifikatörün genlik-frekans özelliğini alıp darbelerin "okumaları" ile karşılaştırmak güzel olurdu.

Ve geniş bant voltaj bölücülerini ayarlamak için dikdörtgen darbeleri kullanmanın yaklaşık bir örneği. Böyle bir bölücü, örneğin osiloskopumuzdadır, bir voltmetrede veya AC milivoltmetrede olabilir. Ölçülen sinyallerin frekans bandı çok geniş olabileceğinden (birimlerden milyonlarca hertz'e kadar), bölücü bu sinyalleri aynı zayıflama ile geçirmelidir, aksi takdirde ölçüm hataları kaçınılmazdır.

Elbette, bölücünün çalışmasını, bir veya başka bir öğenin değerini hangi yönde değiştirmeniz gerektiğini size söyleyecek olan genlik-frekans özelliğini alarak kontrol edebilirsiniz. Ancak bu konu, dikdörtgen darbelerle analiz yöntemiyle karşılaştırıldığında çok daha zahmetlidir.

Şek. 108, a - geniş bant kompanzasyonlu voltaj bölücünün bir diyagramını gösterir. Daha düşük frekanslarda, yalnızca dirençleri bölücünün transfer katsayısını (veya bölme faktörünü) belirleyen dirençlerle idare etmek mümkün olsaydı, o zaman daha yüksek frekanslarda, dirençlere ek olarak, montaj kapasitansı şeklindeki kapasitörler, giriş kapasitansı, kapasitans bağlantı iletkenleri bölücüye katılır. Bu nedenle, bu frekanslardaki bölücü kazancı önemli ölçüde değişebilir.

Bunun olmasını önlemek için, bölücüde kondansatörler, şönt dirençler kullanılır ve daha yüksek frekanslarda transfer katsayısındaki olası bir değişikliğin telafi edilmesini sağlar. Ayrıca, C2 kondansatörü, bazen onlarca pikofarata ulaşan bir montaj kapasitansı olabilir. Direnç R2, cihazın (osiloskop veya voltmetre) giriş direnci olabilir.

Bölücünün dirençlerinin ve kapasitanslarının iyi tanımlanmış bir oranı sağlanırsa, bölücü telafi edilecektir, bu da bölücünün transfer katsayısının giriş sinyalinin frekansından bağımsız olarak tekdüze olacağı anlamına gelir. Örneğin, 2'ye bölen uygulanırsa, R1* C1=R2*C2 koşulu karşılanmalıdır. Diğer oranlarda, farklı frekanslardaki sinyal iletiminin tekdüzeliği ihlal edilecektir.

Dikdörtgen darbeler kullanarak dengelenmiş bir bölücüyü kontrol etme prensibi, bir yükselticiyi kontrol etme prensibine benzer - bölücünün girişine 2000 Hz frekanslı bir sinyal uygulayarak, çıkışta şekli gözlemlenir. Bölücü telafi edilirse, sinyallerin şekli (elbette genliği değil) aynı olacaktır. Aksi takdirde, ön kısım ve düşüş "kirli" olacaktır veya tepe noktası bozulacaktır - bu, bölücü tarafından farklı frekanslardaki sinyallerin eşit olmayan şekilde iletildiğinin kanıtıdır.

Örneğin, sinyal görüntüsü Şekil 108, b'de gösterildiği gibiyse, daha yüksek frekanslarda bölücü kazancı şu nedenlerle düşer: büyük direnç bu frekanslarda, R1C1 zinciri. C1 kondansatörünün kapasitansını artırmak gerekir. Şekil 2'de gösterilen darbe bozulmalarının ortaya çıkması durumunda. 108, içinde, aksine, kapasitör C1'in kapasitansını azaltmak gerekir.

Yüksek dirençli (100 ... 500 kOhm) dirençlerden ve farklı kapasitelerdeki (20 ila 200 pF) kapasitörlerden farklı bölme oranlarına (örneğin, 2, 5, 10) sahip bölücüleri bağımsız olarak oluşturmaya çalışın ve seçerek tam kompanzasyon elde edin. kapasitörler.

Bu çalışmada, osiloskobun kendisinin ölçüm sonuçları üzerindeki etkisini fark edeceksiniz - sonuçta, giriş kapasitansı onlarca pikofaraddır ve

giriş empedansı yaklaşık bir megaohm'dur. Osiloskobun tüm yüksek dirençli devrelerde ve frekansa bağlı devrelerde benzer bir etkiye sahip olduğunu unutmayın. Ve bu bazen ya hatalı sonuçların elde edilmesine yol açar, hatta örneğin radyo frekansı jeneratörlerinin çalışmasını analiz etmek ve frekansını ölçmek için bir osiloskop kullanmayı imkansız hale getirir. Bu nedenle, bu gibi durumlarda, aktif bir prob kullanmalısınız - yüksek giriş direncini korumanıza ve giriş kapasitansını onlarca kez azaltmanıza izin veren osiloskopa bir ek.Böyle bir ekin açıklaması bir sonraki bölümde yayınlanacaktır. derginin sayısı.

Şimdi, "teşhis" önermek ve "tedaviyi" kontrol etmek için dikdörtgen bir nabzın olasılığını öğrendiğinize göre, bir önek daha oluşturalım. Bu, örneğin televizyon alıcılarında 600V'a kadar voltajlara sahip devreleri kontrol etmenin mümkün olacağı bir voltaj bölücüdür (bildiğiniz gibi, OML-2M osiloskop, 300V'a kadar voltajın uygulanmasına izin verir. giriş).

Bölücü, önceki şemanın üst kolunu oluşturan sadece iki parçadan (Şek. 109) oluşturulmuştur. Alt omuz, osiloskobun kendisinde yoğunlaşmıştır - bu, giriş empedansı ve problu uzak kablonun kapasitansı dahil olmak üzere toplam giriş kapasitansıdır.

Yalnızca giriş sinyalini yarıya indirmeniz gerektiğinden, R1 direnci, osiloskobun giriş direnciyle aynı direnç olmalı ve C1 kapasitörünün kapasitansı, osiloskobun toplam giriş kapasitansına karşılık gelmelidir.

Bölücü, bir ucunda XP1 probu ve diğer ucunda XS1 soketi bulunan bir adaptör şeklinde yapılabilir. Direnç R1 en az 0,5 W ve anma gerilimi en az 400 V olan bir kapasitör olmalıdır.

Bölücünün ayarlanması puls üretecimizin kullanılmasıyla büyük ölçüde basitleştirilmiştir. Sinyali, bölücünün XP1 soketine ve osiloskobun toprak sondasına beslenir. Öncelikle jeneratörde "50 Hz" aralığını ayarlayın, osiloskopta bekleme modunu açın ve açık giriş. Osiloskobun giriş probuna bölücünün XP1 probu (veya jeneratörün kelepçeXT1) ile dokunun. Osiloskobun hassasiyetini ve jeneratörün çıkış sinyalinin genliğini seçerek, bir salınım elde ederler.

örneğin dört bölüme eşit bir görüntü.

Ardından osiloskobun giriş probunu bölücünün XS1 soketine geçirin. Görüntü aralığı tam olarak yarıya indirilmelidir. Daha doğrusu, bölücü transfer katsayısı, bölücü direnci R1 seçilerek ayarlanabilir.

Bundan sonra, jeneratörde "2 kHz" aralığı ayarlanır ve C1 kapasitörü seçilerek (gerekirse), bölücünün girişindekiyle aynı darbelerin doğru şeklini elde ederler.

Talimatlarda ve çeşitli makalelerde verilen sinyallerin görüntülerine göre TV tarayıcılarının çalışma modlarını kontrol etmek için böyle bir bölücü kullanıldığında, osiloskobun hassasiyeti 50 V / böl olarak ayarlanır ve test şu adreste gerçekleştirilir: kapalı giriş osiloskop. Daha önce olduğu gibi, geri sayım ölçekli bir ızgarada gerçekleştirilir, ancak sonuçlar iki katına çıkar.

TANIM

BULUŞLAR

Sovyet Birliği

Sosyalist

Devlet Komitesi

icatlar ve keşifler için SSCB

A.V. Kozlov (71) Başvuru Sahibi (54) DİKDÖRTGEN PULS GECİKTİRME CİHAZI

Buluş, ölçme ile ilgilidir vücut ve bilgisayar Bilimi ve özellikle hareket hızını belirlemek için aşırı korelasyon sistemlerinde, korelasyon akış ölçerlerinde, darbeli otomasyon cihazlarında kullanılabilir.

Bir darbe üreteci, bir giriş kontrol tetikleyicisi, bir AND elemanı, kontrollü bir frekans bölücü (1 j.

Cihazın dezavantajı, darbeler geciktirildiğinde sürelerinin kaydedilmemesidir.

Aynı zamanda bir puls üreteci, üç eleman Ve, iki kontrol tetikleyicisi, yukarı/aşağı sayacı, kontrollü frekans bölücü, sıfır dekoderi (f2) içeren bir puls geciktirme cihazı da bilinmektedir.

Bununla birlikte, ters sayacın kullanılması nedeniyle cihaz oldukça karmaşık bir kontrol şemasına sahiptir.

Teknik özünde önerilene en yakın olanı, bir darbe üreteci, bir gecikme süresi kaydı, bir ikili sayaçtan oluşan kontrollü bir frekans bölücü, bir sıfırlama ve kayıt devresi ve iki AND elemanı, 5 birincisi içeren dikdörtgen bir darbe geciktirme cihazıdır. ve ikinci girişleri sırasıyla gecikme süresi kaydının çıkışlarına ve sıfırlama ve set devresinin birinci çıkışına ve elemanların çıkışları sayacın ayar S girişlerine, birinci ve ikinci elemanlara bağlanır. VE ve RS parmak arası terliklerden oluşan, çıkışı RS parmak arası terliklerin sıfırlama girişlerine ve girişleri ikili sayacın bilgi çıkışlarına bağlı bir ikili sayaç ve bir karşılaştırma devresi ve çıkışı saniyenin ayar girişine bağlı kontrollü frekans bölücü

Çıkışı resetleme ve yazma devresinin girişine bağlı olan ve cihazın çıkışı olan RS-tetikleyici, darbe üreteci And elemanlarının ilk girişlerinden ikili sayacın kontrol girişlerine bağlanır ve sırasıyla, sıfırlama girişleri sıfırlama ve yazma devresinin ikinci çıkışına bağlı olan kontrollü frekans bölücü, giriş sinyali kaynağı ikinci elemanın ikinci girişine AND ve birinci R5'in ayar girişine bağlıdır, çevir çıkışı birinci elemanın ikinci girişine bağlı olan VE (3) -flop.

Cihazın dezavantajı, önceki giriş darbesinin sonu ile bir sonraki darbenin başlangıcı arasındaki sürenin gecikme süresinden daha az olması durumunda giriş darbesinin gecikmesini sağlamamasıdır, çünkü bu koşul altında cihaz henüz gecikmeli bir önceki darbe oluşturmadı ve bu nedenle bir sonraki giriş darbesini kabul edemiyor. Aslında, önceki gecikmeli darbenin oluşumu tamamlanmadıysa, o zaman bir sonraki darbe cihazın girişine ulaştığında, birinci WB tetikleyicisinin durumunu değiştirmeyecektir, çünkü ikincisi zaten "1" durumundadır. , ancak ikinci öğeyi açar AND.Aynı anda. ikili sayaç, jeneratörden bu giriş darbesinin süresiyle orantılı darbe sayısını alacaktır. İkili sayaç kodu, önceki ve sonraki giriş darbelerinin sürelerinin toplamı ile orantılı olacaktır, yani. üretilen çıkış darbesinin süresi, gecikme cihazının ihlali olan toplam süreye eşit olacaktır. Yukarıda açıklanan koşul altında değişken süreli darbeleri geciktirme sorunu, aşırı korelasyonlu hız ölçüm sistemlerinde, korelasyonlu akış ölçerlerde ve diğer darbe cihazlarında ortaya çıkar. Bu cihazlar, ayarlanabilir bir saat frekansı ile senkronize edilir.

Her döngüde, süresi bu döngüde ölçülen parametreyi belirleyen yalnızca bir dikdörtgen darbe oluşturulur. Bu dürtü bir tkt'lik bir süre için geciktirilmelidir. Bu durumda, darbenin ön kenarı döngünün başlangıcıyla çakışır, bu nedenle darbeyi 45 döngü geciktirmek için, öncü kenarı olduğu için yalnızca darbenin arka kenarını geciktirmek gerekli ve yeterlidir. döngünün başlangıcı ile ilişkilidir ve saat frekansı darbesi tarafından belirlenir. 50 iki dikdörtgen darbe arasındaki süre. bu tür adlandırılmış cihazlarda, her zaman saat frekansı geçişine eşit daha az gecikme süresi vardır, bu nedenle görev, belirtilen gereksinimi karşılamak için dikdörtgen darbeleri geciktirmek için dikkate alınan cihazı geliştirmektir °

Buluşun amacı, dikdörtgen darbeleri geciktirmek için 6O cihazının işlevselliğini genişletmektir.

Bu amaca, bir darbe üreteci, kontrollü bir frekans bölücü g5, iki AND elemanı, iki RS parmak arası terlik, çıkışı bilgi girişine bağlı bir gecikme süresi kaydı içeren dikdörtgen bir darbe geciktirme cihazında ulaşılır. kontrollü frekans bölücünün, puls üretecinin çıkışı AND elemanlarının ilk girişlerine bağlanır, birinci RS iki duraklının çıkışı, çıkışı bağlı olan birinci AND elemanının ikinci girişine bağlanır kontrollü frekans bölücünün kontrol girişine ve ikinci RS flip-flop'un çıkışı cihazın çıkışıdır, girişi cihazın girişi olan şekillendirici ve çıkışı olan bir anahtar tanıtılır. Şekillendirici anahtarın girişine, üçüncü RS flip-flop çıkışı ikinci AND elemanının ikinci girişine, OR elemanı çıkışı R girişine bağlı OR elemanına bağlıdır. ikinci RS flip-flop, bilgi girişleri gecikme süresi yazmacı çıkışına bağlanan ikinci ve üçüncü kontrollü frekans bölücüler, birinci ve ikinci kontrollü frekans bölücülerin çıkışları elemanın girişlerine bağlanır

HJIH ooT eT T e o K birinci ve üçüncü RS-flip-flop'ların R-girişleri, S-girişleri anahtarın karşılık gelen çıkışlarına bağlıdır, puls üretecinin çıkışı, kontrol girişine bağlıdır. çıkışı anahtarın kontrol girişine bağlı olan üçüncü kontrollü frekans bölücü ve

İkinci R 5 flip-flop'un S girişi, ikinci elemanın çıkışı Ve ikinci kontrollü frekans bölücünün kontrol girişine bağlanır.

Aslında, yeni elemanların ve yeni bağlantıların tanıtılması, ayarlanabilir saat frekansının periyoduna eşit bir süre boyunca dikdörtgen darbelerin geciktirilmesini mümkün kılarken, iki gecikmeli darbe arasındaki süre gecikme süresinden daha azdır.

Gecikmeli bir önceki darbenin oluşumu üzerindeki bir sonraki darbenin etkisini ortadan kaldırmak için bir anahtar, iki RS parmak arası terlik, iki AND elemanı ve iki kontrollü frekans bölücü kullanılır. Cihazın her saat döngüsündeki anahtar, sırayla birine veya diğerine bağlanır

RS-tetikleyici, bu nedenle, şekillendiricinin çıkışından gecikmeli darbenin arka kenarına karşılık gelen kısa bir darbe sırayla belirtilen RS-tetikleyicilere gelir ve darbe gecikmesi sırayla birinci ve ikinci olarak gerçekleştirilir. kontrollü frekans bölücüler Bu, sonraki giriş darbesinin önceki gecikmeli darbenin oluşumu üzerindeki etkisini ortadan kaldırır ve bir sonraki darbenin geciktirilmesini mümkün kılar.

İncirde. 1 verilir yapısal şemaönerilen cihaz dikdörtgen darbeleri geciktirir; Açık

1003321 şek. 2 - geciktirme cihazının çalışmasını açıklayan zamanlama diyagramları.

Cihaz bir şekillendirici içerir

1, anahtar 2, puls üreteci

3, R5 flip-flop 4 ve 5, AND öğeleri 6 ve 7, kontrollü frekans bölücüler 8-10 5, gecikme süresi kaydı 11, OR öğesi 12, çıkış RS flip-flop 13.

Şekillendirici 1'in girişi, cihazın girişidir ve çıkışı, çıkışı sırasıyla R5 parmak arası terlik 4 ve 5'in S girişlerine bağlı olan anahtarın 2 girişine bağlıdır. puls üretecinin 3 çıkışı kontrollü bölücünün kontrol girişine bağlanır

8 frekans ve birinci eleman girişi15

Ve çıkışları sırasıyla kontrollü frekans bölücüler 9'un kontrol girişlerine bağlanan b ve 7 ve

10, çıkışları sırasıyla R5 parmak arası terliklerin R girişlerine bağlanır

4 ve 5 ve çıkışı R-girişine bağlı olan OR elemanının girişleri ile

RS flip-flop 13, gecikme süresi yazmacının 11 çıkışı kontrollü frekans bölücülerin 8-10 bilgi girişlerine bağlanır, kontrollü frekans bölücünün 8 çıkışı anahtarın 2 kontrollü girişine ve

Çıkışı gecikme cihazının çıkışı olan 5 girişli RS-flip-flop 13.

Şekillendirici 1, giriş gecikmeli darbenin arka kenarına karşılık gelen kısa bir darbe oluşturmak üzere tasarlanmıştır, Ç5 girişine gelir. Anahtar 2, şekillendirici 1'in çıkışını RS parmak arası terlik 4 ve 5'in S girişlerine bağlar. Jeneratör 3'ten gelen darbeler, bölücü 8'den geçerek, periyodu gecikmeye eşit olan 40 saat frekansı darbesi oluşturur. zaman ve kayıt kodu 11 tarafından belirlenir. Saat frekansı darbeleri, anahtarın kontrol girişine ve S-girişine45 sağlanır.

Darbelerin şekillendiricinin çıkışından saat frekansına eşit bir frekansla anahtarlanmasını ve saat frekansına göre Çıkış-50 veya RS-tetikleyici 13 aracılığıyla gecikmeli darbenin ön kenarının oluşturulmasını sağlayan RS-tetikleyici 13 nabız, yani sonraki çubuğun başından itibaren. Bölücüler 9 ve 10, saat frekansı periyodu kadar gecikmeli bir darbe oluşturur, OR öğesi 12, bölücüler 9 ve 10'un çıkışlarını birleştirme işlemini gerçekleştirir, böylece her bir gecikmeli darbe.

RS-flip-flop 13, çıkışında gecikmeli darbenin arka kenarı oluşturulur.

Cihaz aşağıdaki gibi çalışır.

Bölücü g5 8'in çıkışında oluşturulan saat frekansının çıkış darbeleri, yalnızca geciktirme cihazının değil, bu cihazın kullanıldığı tüm cihazın çalışmasını senkronize eder. Gecikme cihazı 1'in girişinde, bir döngü boyunca geciktirilmesi gereken dikdörtgen darbeler alınır. Tüm darbelerin ön kenarları, döngülerin başlangıcıyla çakışır, bu nedenle saat frekansı darbeleri, tetikleyicinin (13) 5 girişli RS'sine beslenirken, çıkışında, ön kenarları başlangıca denk gelen gecikmeli darbeler oluşturulur. döngülerin. Şekillendirici 1'in çıkışından gelen darbeler, dönüşümlü olarak bir döngü boyunca anahtar 2'den geçerek tetikleyici 4 ve 5'in S girişlerine ulaşır.

Bu tetikleyicilere (sırayla her döngüde) böyle bir darbenin gelmesiyle, AND öğesi 6 veya 7 ve bölücü 9 veya 10 kullanılarak, süresi saat frekansının periyoduna eşit olan dikdörtgen darbeler oluşturulur. 8-10 bölücülerin bölme oranları eşit olduğundan ve yazmaç kodu ile belirlendiğinden 11 gecikme süresi. Bu darbelerin arka kenarları bölücü 9 ve 10'un çıkış kısa darbeleriyle çakışır, çünkü bu kısa darbeler RS ​​parmak arası terlik 4 ve 5'in R-girişlerine beslenir ve çıkışlarında bir "0" sinyali ayarlar, durur Jeneratör 3'ten gelen darbelerin sırayla elemanlardan her dokunuşta geçişi

Ve bölücüler 9'un girişlerine b veya 7 veya

10. OR elemanından geçen bölücülerin ve 10'un çıkışlarından gelen darbeler toplanır ve bu darbelerin gelmesinden önce "1" durumunda olan RQ” tetikleyici 13'ün R girişine beslenir. Gecikmeli darbelerin arka kenarını oluşturan ".0" durumuna. Böylece, RS-flip-flop 13'ün çıkışında, giriş darbeleri dizisine kıyasla bir döngü gecikmeli bir dikdörtgen darbeler dizisi oluşturulur.

Önerilen kare dalga geciktirme cihazı, iki giriş darbesi arasındaki sürenin, gecikme süresi kaydının kodundaki değişiklikle değişebilen gerekli gecikme süresinden daha az olması koşuluyla darbelerin gecikmesini sağlayarak prototipin işlevselliğini genişletir. Korelatif hız ölçerler, akış ölçerler ve benzeri diğer darbe cihazlarında kullanılabilir. saat frekansı ve tüm sayacın çalışmasını senkronize etmek için bir puls üreteci kullanılır. Ek olarak, gecikme süresinin ölçülmesi, saklanması ve geri yüklenmesi işlemleri ortadan kaldırıldığı için gecikme devresi büyük ölçüde basitleştirilmiştir.

İddia

ro giriş darbesi. Bu sayaçlarda önerilen cihazı kullanırken maliyetin düşürülmesi, kontrollü frekans bölücülerin basamak sayısıyla belirlenen zaman değişiminin, gecikmenin gerekli doğruluğuna ve ayrıklığına bağlıdır. Prototipte bu gereklilik, gecikmiş darbenin süresini kaydeden ikili sayacın basamak sayısını etkiler. Süreyi ölçmek için devre ile bu sayaç!О, önerilen cihazda mevcut değildir; bu sayaç, belirtilen sayaçlarda ek elemanlarla prototipin iki devresi ile değiştirilebilir. Bu cihazı kullanma İki prototip devresi yerine VA, çip sayısını azaltır, bu da maliyetleri düşürür. (Ayrıca, darbenin yalnızca arka kenarı geciktirildiğinden ve öncü kenar saat darbeleriyle çakıştığından, darbe gecikme hatası yarıya iner, bu nedenle darbe gecikme hatası yalnızca arka kenar gecikme hatası tarafından belirlenir.

Bir darbe üreteci, kontrollü bir frekans bölücü, iki AND elemanı, iki RS parmak arası terlik, bir zaman kaydı içeren dikdörtgen darbe geciktirme cihazı. çıkışı kontrollü frekans bölücünün bilgi girişine bağlı gecikme, puls üretecinin çıkışı AND elemanlarının ilk girişlerine bağlanır, birinci RS flip-flop'un çıkışı ikinci girişe bağlanır çıkışı kontrollü frekans bölücünün kontrol girişine bağlı olan birinci AND elemanının ve ikinci k5 tetikleyicinin çıkışı, işlevselliğini genişletmek için farklılık gösteren cihazın çıkışıdır. cihaz, içine bir anahtar sokulur, girişi cihazın girişi olan şekillendirici ve şekillendiricinin çıkışı, çıkışı olan üçüncü g5 flip-flop olan anahtarın girişine bağlanır. çıkışı bağlı olan ikinci AND öğesinin, OR öğesinin ikinci girişine bağlanır.

İkinci R5 flip-flop'un A girişi, ikinci ve üçüncü kontrollü frekans bölücüler, bilgi girişleri gecikme süresi kaydının çıkışına, birinci ve ikinci kontrollü frekans bölücülerin çıkışları girişlere bağlanır OR elemanının ve buna göre, birinci ve üçüncü k3 parmak arası terliklerin R girişlerine, 5 - girişleri anahtarın karşılık gelen çıkışlarına bağlı, puls üretecinin çıkışı kontrole bağlı çıkışı anahtarın kontrol girişine bağlı olan üçüncü kontrollü frekans bölücünün girişi ve kontrollü frekans bölücü.

İncelemede dikkate alınan bilgi kaynakları

R 308499, sınıf. H 03 K 5/1 3, 1969.

R 396822, sınıf. H 03 K 5/153, 1971.

R 479234, sınıf. H 03 K 5/153, 1973 (prototip).

VNIIPI Sipariş 1588 44 Baskı 934 Abonelik e

PPP Şubesi "Patent", Uzhgorod, Proektnaya st., 4

Andrianov

Dijital IC'ler, birçok darbe cihazının geliştirilmesinde ve oluşturulmasında yaygın olarak kullanılmaktadır, çünkü transistör anahtarlarının hesaplanmasını gerektirmez, bu cihazlar aynı mantıkla çalışırken sinyal voltaj seviyelerini koordine etmeye gerek yoktur.

Dijital IC'lere dayalı bu cihazlardan bazılarını düşünün. Çalışmalarını analiz ederken, tüm R-N geçişler, eşik voltajına sahip ideal anahtarlar olarak kabul edilecektir sen.

Aşağıda tartışılan tüm cihazların temeli olan darbe ön geciktirme cihazı ile başlayalım. Ayrıca, örneğini kullanarak, darbe cihazlarının dijital IC'lerde çalışmasının özelliklerini anlamak en kolay yoldur.

Cihaz şemaları Şek. 1 ve çeşitli devrelerindeki voltaj ve akım diyagramları - Şek. 2 (bundan sonra, TTL mikro devreleriyle ilgili sonuçların genelliğini sınırlamayan K217 serisinin DTL mikro devreleriyle ilgili olarak cihaz örnekleri verilmiştir). İlk durumda, cihazın girişinde (Şek. 1, B) mantıksal 0 sinyali uygulanır, yani akım i 0 ortak bir kabloya yönlendirilir. Genel anahtarönceki eleman. kapasitör C1 gerilime şarj sen açık diyot VI. zamanda noktada tx (Şekil 2) girişe, cihaz girişinin ortak kabloyla bağlantısının kesilmesine eşdeğer bir mantıksal birim sinyali gelir. diyotlar VI, V3 kapatın ve sinyal kaynağını cihazın girişinden ayırın.

Şimdi akım I 0 kapasitörü şarj ediyor C1 gerilime kadar 2 sen 0 . Bu durumda noktadaki gerilim B 3U 0'a eşit olur. diyotlar açık V4, V5 ve transistör V6 - cihazın çıkışında giriş darbesinin ters bir gecikmeli önü belirir.

Kesimden geçerken, cihazın girişi tekrar ortak bir kabloya, diyotlara kapanacaktır. V2, V4 Ve V5 kapatın ve kondansatör C1 için çok Kısa bir zaman bir diyot aracılığıyla deşarj VI gerilime kadar sen. transistör V6 kapanacak ve cihaz orijinal durumuna geri dönecektir. Giriş darbesinin ön gecikmesinin tersinmesiz olabilmesi için cihazın çıkışında bir invertör olması gerekir.

Pirinç. 1. İşlevsel (A) ve temel (B) kenar geciktirme cihazı devreleri

Devre ve zamanlama şemaları şekil 1'de gösterilen darbe kesme geciktirme cihazı. 3, kenar geciktirme cihazından yalnızca girişine ters bir sinyal uygulanmasıyla farklılık gösterir. Ve bir pozitif voltaj düşüşü tarafından kontrol edildiğinden, giriş darbesinin kesilmesinde bir gecikme olur.

Bir sonraki darbe cihazı bir darbe geciktirme cihazıdır. Temelde kenar gecikmesinin iki aşamasından oluşur. Birinci aşamadan geçtikten sonra, darbe bir ön gecikme ile tersine çevrilirken, ikinci aşama bir önceki cihazdaki ile tamamen aynı şekilde çalışır. Ön ve kesmenin aynı süre gecikmesi sonucunda girişte alınan darbe, önceki süresini koruyarak zaman içinde geciktirilir.

Pirinç. 2. Darbe ön geciktirme cihazının devrelerindeki voltaj ve akımların zamanlama diyagramları

Pirinç. 3. Nabız kesme gecikme cihazı:

a - fonksiyonel diyagram; B- voltaj diyagramları

Bu özellikler, ele alınan zaman geciktirme cihazlarının kullanım alanlarını belirlemektedir. Bunlardan ikincisi, darbe süresi veya sürelerin oranı bilinmediğinde en iyi şekilde kullanılır.

Belirli bir sürenin darbe şekillendiricisi (Şekil 5) bir çakışma öğesinden oluşur D2 (2AND-NOT), giriş darbesinin doğrudan uygulandığı girişlerden birine ve diğerine - bir ön gecikme ve ters çevirme ile. Çıkış sinyali, süresi giriş darbesinin ön tarafının gecikme süresine eşit olan bir mantık sıfır darbesidir.

Pirinç. 4. Darbe süresi geciktirme cihazı:

A - fonksiyonel diyagram; 6 - gerilimlerin zaman diyagramları

Pirinç. 5. Belirli bir süre darbeleri oluşturmak için cihaz: A - fonksiyonel diyagram; b - gerilimlerin zaman diyagramları

Böyle bir cihaz temelinde, bir frekans-gerilim dönüştürücü tasarlamak mümkündür. Bunun için tümleştirme zincirini çıkışında açmanız yeterlidir. Dönüştürücünün çalışma prensibi, periyodik bir darbe sinyalinin sabit bileşeninin görev döngüsüyle (periyodun darbe süresine oranı) ters orantılı olmasıdır ve bu nedenle sabit bir süre ile doğru orantılıdır. frekans. DC impuls gerilimi bütünleyici bir zincirle ayrılmıştır.

Bir sonraki darbe cihazı, devresi şek. 6. Belirli bir süreye sahip, elemanlar üzerine monte edilmiş iki özdeş (simetrik kasa) darbe şekillendiriciden oluşur. Dl… Df, diyotlar VI, V2, ve kapasitörler C1 ve C2. eleman D5 gücü açtıktan sonra multivibratörü başlatmak ve kendi kendine salınımlı bir çalışma modu oluşturmak için tasarlanmıştır. Salınım süresi, multivibratörün kollarında üretilen darbe sürelerinin toplamı ile belirlenir.

Cihaz aşağıdaki gibi çalışır. Güç açıldıktan sonra, kapasitörler C1 Ve C2 henüz şarj edilmemiş, multivibratör kollarının çıkışlarında bir lojik birim sinyali gözlenir. eleman D5 mantıksal bir sıfır sinyali üretir, yani elemanın karşılık gelen girişini kapatır D1 ortak bir kabloya. Bu nedenle, yalnızca kapasitör şarj edilebilir. C2. Kondansatörün şarj edilmesinin başlangıcından beri C2 ve elementler tarafından dürtü oluşumunun sonuna kadar D2, D4 elemanın çıkışında D4 ve karşılık gelen eleman girişinde D1 kapasitörün çalışmasını önleyen bir mantık sıfır sinyali korunur C1 kapasitör şarj döngüsü tamamlanana kadar şarj edin C2, ve tersi. Şu andan itibaren girişlerde. eleman D5 mantıksal sıfır ve birin sinyalleri dönüşümlü olarak antifazda, ardından elemanın çıkışında görünür D5 mantıksal birimin sinyali her zaman gözlenir ve cihazın daha fazla çalışması üzerinde pratik olarak hiçbir etkisi yoktur.

Yedek multivibratör, durumu mantıksal bir sıfır ile değiştirilen bir kenar geciktirme cihazı ve bir RS flip-flop'un bir kombinasyonudur (Şekil 7). Mantıksal sıfır sinyalleri olan tetik darbeleri elemanın girişine girer. D2. İlk durumda, bu elemanın çıktısı mantıksal bir sıfırdır ve elemanın çıktısı D3 - birim. Tetik, bir tetik darbesi gelene kadar keyfi olarak uzun bir süre bu durumda kalacaktır.

Pirinç. 6. Kendiliğinden salınan bir multivibratörün işlevsel diyagramı

Pirinç. 7. Yedek multivibratörün işlevsel diyagramı

Başlatma anında, tetikleyici başka bir duruma geçer ve öğenin çıkışından D2 eleman tarafından oluşturulan kenar geciktirme cihazının girişine D1, diyot VI ve kapasitör C1, bir mantıksal birim sinyali gelir. Gecikme cihazı, sinyali bir zaman gecikmesiyle ters çevirir, bu da tetikleyicinin geri dönmesine ve orijinal durumuna geri dönmesine olanak tanır.

Burada ele alınan bekleyen multivibratörün iki çıkışı vardır: mantık sıfır darbeleri için elemanın çıkışı D3, mantıksal bir birimin darbeleri için - öğenin çıktısı D2.

Zaman özelliklerinin hesaplanması zor değildir. Şek. 1, Bön gecikme süresi için t ad aşağıdaki ifadeyi verir:

Nerede Ü al - besleme gerilimi.

Küçük bir oran için uo/ BM 1 yaklaşık formülü kullanabilirsiniz

(2)

sonra sen 0 =0,7 V, U p1 \u003d 6 V, tahmini gecikme süresinin bağıl hatası %6'dan az ve U 0 \u003d 0,7 V ve U P1 \u003d 5 V - %8'den az olacaktır.

Dikkate alınan darbe cihazlarının sıcaklık stabilizasyonu, eşik voltajının sıcaklık sapmasını telafi etmek için öngerilim besleme voltajlarının uygun sıcaklık bağımlılığını ayarlayarak gerçekleştirilebilir. R-N geçişler. İfade (1)'den, sıcaklığa bağlılığı hesaba katarak, yalnızca sen Ve Ü nl, Gecikme süresinin sıcaklık kayması için ifade şu şekilde elde edilir:

Söz konusu örnekte, gecikme süresinin sıcaklık kaymasını sıfıra eşitlemek ve elde edilen denklemi öngerilim kaynağı voltajının sıcaklık kaymasına göre çözmek (bkz. Şekil 1, b) - U nU besleme voltajının sıcaklığa gerekli bağımlılığını elde ederiz, bu da ortam sıcaklığı değiştiğinde gecikme süresinin dengelenmesini sağlar:

(4)

Pirinç. Şekil 8. Termal kaymayı telafi etmek için çıkış voltajının sıcaklığa bağlı olduğu önyargı voltajı kaynağının (besleme) şeması

Şimdi gerekli sıcaklık bağımlılığı ile bir voltaj kaynağının hesaplanmasını ele alalım. Örneğin, Şekil l'deki şemaya göre yapılmış bir dengeleyiciyi alın. 8. İşte bir alan etkili transistör V4 - kararlı akım kaynağı. Transistörün toplayıcısından V5 örnek stres kaldırılır. bir transistör üzerinde V6 toplanmış akım amplifikatörü. yük Rn belirli bir sıcaklık bağımlılığı ile öngerilim voltajının stabilizasyonunu gerektiren mantık elemanlarının paralel bağlı öngerilim devreleridir. Çıkış voltajının sıcaklığa bağlılığının gerekli gereksinimleri karşılaması için ilişkinin karşılanması gerekir.

(5)

K217 serisinin üç mantık elemanının öngerilim gerilimini burada açıklanan sıcaklık bağımlılığı ile stabilize etmenin gerekli olduğunu varsayalım. Bilinen: senP1 = \u003d 6 V, U 0 \u003d 0,7 V, Rl = 6 kOhm (ölçümle elde edilir, bkz. Şekil 1, B). Formül (5)'e göre K ve - 4.78 elde ederiz. Yük R11, paralel bağlı üç dirençtir R1. transistör V6 katsayılı KT603A olabilir H21E, 10'a eşit; böyle bir yayıcı izleyicinin giriş empedansı yaklaşık 20 kΩ olacaktır.

Verici takipçisinin giriş direncinin etkisini hesaba katmamak için V6, direnç almak R3 2,2 kOhm'luk bir dirençle, formül (5)'ten, direncin direncinin R2 460 ohm olmalıdır.

Transistörün yayıcı-taban bağlantısındaki voltaj düşüşünü dikkate alarak, stabilizatörün çıkışında nominal voltajı sağlamak için V6 direncin üzerinde olması gerekir R3 6,7 V'luk bir voltaj düştü Bunu yapmak için, transistörün kollektör akımını ayarlamanız gerekir V5, tabanına 2,1 V ön gerilim uygulayarak 3 mA'ya eşit Diyotlar arasındaki gerilim düşüşü VI..UZ 2,1 V olacak, bu nedenle direnç R1 - 0. Herhangi bir silikon diyot kullanılabilir, ancak diyotlar en iyisidir

KD503A, içinden bir kararlı akım FET tahliyesi V4. En uygun olanı, ilk boşaltma akımı I co \u003d 10 mA olan KL302A transistördür. Stabilizatör besleme gerilimi sen o kadar büyük seçilir ki tüm transistörler aktif bölgede çalışır. Bunun için şartı yerine getirmek gerekir.

U n > kU Kn + Iİle(R, + R3),(6)

Nerede U Kn - transistör doyum gerilimi V5 verilen bir ben için, İle- güvenlik faktörü (1,5…2,0).

Örneğimiz için sen 8,13 V'den fazla olmalıdır. 9 V'u seçelim. Bu, dengeleyicinin hesaplanmasını tamamlar.

Akımın bir kısmını kapatarak, dikkate alınan tipteki darbeli cihazların zamansal özelliklerini kontrol etmek mümkündür. Ben 0 ortak bir kabloya. Akım Ben 1 , şarj kondansatörü C1, noktadan çekilen değer kadar azalır B akım ben 2 . Daha sonra formül (2) kullanılarak formüle dönüştürülür.

Nerede Ben 1 - kondansatörü şarj eden akım C1,ön gecikme süresinin ortak tele kapalı akıma bağımlılığı için basitleştirilmiş bir ifade elde ederiz:

Şek. 9 gecikme süresi, modülasyon girişine uygulanan voltaj tarafından kontrol edilir. Bu voltaj sabit (yavaş değişen) veya titreşimli olabilir.

Akım toplayıcı bir transistördür VI, kontrol voltajı ve direnç değerleri tarafından belirlenen akım R1, R2. direnç R1 bir temel akım sınırlayıcının (transistör VI. direnç R2 modülasyon karakteristiğinin doğrusallığını etkiler ve dinamik aralık kontrol voltajları.

Pirinç. Şekil 9. Bir gecikme süresi modülatörü ile nabzın önünü geciktirmek için cihazın şeması

Akım i 1, transistörün çalışmasını sağlama gerekliliği ile sınırlıdır. V8 anahtar modunda. Pratik olarak, bu şu anlama gelir:

ben 1maks.= ben 0 - benmilyar. (9)

Burada ben 1 m balta - maksimum değer boşaltılmış akım, f c n - transistör tabanının doyma akımı V8, eşit

Pirinç. 10. Nabzın önünü geciktirmek için cihazların fonksiyonel diyagramları Farklı yollar gecikme süresi modülasyonu: A- kontrol voltajı; B- kontrol akımı

Formül (9) ve (10)'dan, boşaltılan akımın maksimum değeri belirlenir:

(11)

K217 i serisinin mikro devreleri için 1max \u003d 0,86 mA. Maksimum çekilen akımın bilinen değerine göre, akım toplayıcısını hesaplamak mümkündür.

Şekil l'deki devreye göre cihazdaki kontrol voltajı ile modülasyon. 10, A direnişle gerçekleştirilen R1=/=O Ve R2=/=0. Bu durumda, transistör parametrelerinin yayılmasının, boşaltılan akımın değeri üzerinde pratik olarak hiçbir etkisi yoktur. h 21E > 10 katsayılı bir transistör seçerken, temel akım ihmal edilebildiğinde, modülatörün hesaplanması basitleştirilir. Bu durumda, emitör akımına yaklaşık olarak eşit olan boşaltılan akım şuna eşittir:

(12)

burada U - voltaj tabanı - transistörün yayıcısı: silikon transistörler için şunları alabilirsiniz: 0,7 V, germanyum için - 0,4 V.

Direnç direnci R2 formül (12) ile hesaplanabilir.

Bu modülasyon seçeneğinin transistör akım toplayıcısını hesaplarken, direncin direncinde bir artış olduğu akılda tutulmalıdır. R2 akım toplayıcı transistör doygunlukta olabilir. Bu, duruma göre kontrol edilmelidir (bkz. Şekil 9)

(13)

Şek. 10, B direnç R1'in büyük bir direnci ile gerçekleştirilir. Bu durumda transistörün taban akımı V2 eşittir

ben 6 = Ueski/R1 , (14)

ve kollektör akımı V2, o eşittir

ben 1 = saat 21EBenB. (15)

Formül (14) ve (15)'ten, boşaltılan akımın kontrol voltajına bağımlılığı aşağıdaki gibidir:

Bir direncin direncini hesaplamak için R1 formül (16)'da ikame etmek gereklidir: U örn. = UulR. mac s - kontrol voltajının maksimum değeri, i 1 \u003d i 1Max - (11)'den boşaltılan akımın maksimum değeri, H21E= = h 21emax - maksimum değer H 2 Ben 3 akım toplayıcı transistör.

Ancak bu modülasyon yöntemi, akımın değişkenliği ile ilişkili önemli bir dezavantaja sahiptir. Ben 1 parametre yayılımı nedeniyle H21E akım toplayıcı transistör.

İniş iletkenlerinin sıcaklık stabilizasyonu gerekiyorsa, yükseltme aşamalarının sıcaklık stabilizasyonu hesaplamalarına benzer şekilde hesaplamalar yapılır.

Darbeli cihazların zamansal özelliklerinin dikkate alınan modülasyon yöntemlerini kullanırken, şunları tasarlamak mümkündür:

voltaj dönüştürücü - bekleyen bir multivibratörden veya belirli bir sürenin darbe şekillendiricisinden gelen PWM (darbe genişlik modülasyonu);

voltaj dönüştürücü - gecikme cihazlarından VIM (zaman darbe modülasyonu);

voltaj - frekans dönüştürücü. kendiliğinden salınan bir multivibratörden, ancak multivibratörün her bir kolundaki akım uçlarının kullanılmasıyla.

Bu dönüştürücüler, genişliği voltajla ayarlanabilen bir spektruma sahip sinyaller üretir. Bu nedenle elektrikli müzik aletlerinin tasarımında da kullanılabilirler.

tarif dürtü cihazları DTL serisinin lojik elemanları üzerinde tasarlanabilir: K217, K121, K194. TTL mikro devrelerinden K133, K155, K158 serilerini ve diğerlerini kullanabilirsiniz. Daha önce yayınlanmış benzer cihazlardan, burada demonte edilenler, mantıksal öğe başına daha az ayrık bileşen içermeleri ve bu nedenle ayarlamalarının minimuma indirilmesi bakımından avantajlı bir şekilde farklılık gösterir.