Impulsní zpožďovací obvody. Obdélníkové zpožďovací zařízení

Při úvahách o metodách spektrální analýzy radiotechnických signálů začneme deterministickými periodickými signály. Jak již bylo zdůrazněno výše, deterministické signály se vyznačují tím, že v jakémkoliv předstihu tento momentčas, jeho hodnoty lze přesně určit. periodické deterministický signál je signál známého tvaru periodicky se opakující v časovém intervalu zvaném perioda opakování. Matematicky je periodický signál popsán výrazem

, (2.1)

Periodické signály zahrnují harmonické kmitání definované v nekonečném časovém intervalu, sekvenci pulzů se známou amplitudou, trváním a periodou opakování a další.

Spektrální analýza zahrnuje volbu systému základních funkcí. V praxi se nejvíce používají goniometrické funkce. To je způsobeno tím, že při převodu signálů této formy například lineární rádiové obvody jejich tvar je zachován a mění se pouze amplituda a fáze kmitů. Na druhé straně se vytváření takových signálů provádí poměrně jednoduchými technickými prostředky.

Volají se signály popsané goniometrickými funkcemi harmonické signály, a spektrální analýza v systému zákl goniometrické funkce – harmonická analýza.

Jako základní funkce tedy volíme systém

Je snadné ověřit, že funkce tvořící systém (2.2) jsou na časovém intervalu ortogonální a splňují podmínku periodicity (2.1). Potom v souladu s (1.36) můžeme psát

Kde .

Normy základních funkcí v souladu s (1.26) jsou

; .

Potom z (1.39) vyplývá

, (2.4)

, . (2.5)

Zavolá se výraz (2.3). trigonometrická Fourierova řada a představuje rozklad signálu na složky v systému goniometrických funkcí.

V radiotechnické praxi se často ukazuje jako výhodnější použít jiné znázornění řady (2.3). Vybereme z (2.3) k-tou složku

a reprezentovat jej ve formě

, (2.6)

Z geometrického hlediska lze komponentu považovat za vektor v souřadnicovém systému (obr. 2.1). Délka vektoru a je úhel, o který je vektor otočen kolem osy. Je snadné si to ověřit

, .

Potom výraz (2.6) nabývá tvaru

Kde .

S ohledem na (2.7) lze Fourierovu řadu (2.3) přepsat následovně

. (2.8)

Komponent

(2.9)

se nazývá k-té harmonická složka nebo jen k-tý Harmonika.

V souladu s definicí spektra uvedenou v předchozí části, soubor a doplnění amplitudové spektrum a agregát fázové spektrum signál. Tedy amplitudové spektrum periodický signál obsahuje konstantní složku a nekonečný počet amplitud odpovídajících harmonických. Totéž platí pro fázové spektrum.

Při spektrální analýze je vhodné reprezentovat spektra ve formě spektrální diagramy.

Obrázek 2.2, a ukazuje periodický signál v souřadnicích a . Nakreslíme další osu kolmou k osám a na této ose vyneseme hodnoty. Znázorněme harmonické složky signálu na těchto frekvencích a vykreslete hodnoty a na frekvenční ose jako přímkové segmenty. Pokud nyní roztáhneme celý souřadnicový systém kolem osy o 90º ve směru šipky, dostaneme diagram amplitudového spektra signálu (obr. 2.2, b). Stejným způsobem lze sestavit spektrální diagram fázového spektra, přibližný pohled který je znázorněn na Obr. 2,2, c.

2.2. Amplitudová a fázová spektra periodického sledu pravoúhlých pulzů

Jako příklad uvádíme expanzi ve Fourierově řadě periodické sekvence pravoúhlých pulzů s amplitudou , trváním a periodou opakování , symetrických kolem nuly, tzn.

, (2.10)

Tady

Expanze takového signálu ve Fourierově řadě dává

, (2.11)

kde je pracovní cyklus.

Pro zjednodušení zápisu můžeme zavést zápis

, (2.12)

Potom se (2.11) zapíše následovně

, (2.13)

Na Obr. 2.3 ukazuje sekvenci pravoúhlých impulsů. Spektrum sekvence, stejně jako jakýkoli jiný periodický signál, má diskrétní (lineární) povahu.

Obálka spektra (obr. 2.3, b) je úměrná . Vzdálenost podél frekvenční osy mezi dvěma sousedními složkami spektra je a mezi dvěma nulovými hodnotami (šířka laloku spektra) je . Počet harmonických složek v rámci jednoho laloku, včetně nulové hodnoty vpravo na obrázku, je , kde znaménko znamená zaokrouhlení na nejbližší celé číslo menší (pokud je pracovní cyklus zlomkové číslo), nebo (pokud je pracovní cyklus celočíselnou hodnotu). S nárůstem periody klesá základní frekvence, spektrální složky v diagramu se sbíhají a amplitudy harmonických také klesají. V tomto případě je tvar obálky zachován.

Při řešení praktických problémů spektrální analýza místo úhlových frekvencí se používají cyklické frekvence, měřené v Hertzech. Je zřejmé, že vzdálenost mezi sousedními harmonickými v diagramu bude , a šířka jednoho laloku spektra bude . Tyto hodnoty jsou v diagramu uvedeny v závorkách.

V praktické radiotechnice se ve většině případů místo spektrálního znázornění (obr. 2.3, b) používají spektrální diagramy amplitudových a fázových spekter. Amplitudové spektrum sekvence pravoúhlých impulsů je znázorněno na Obr. 2,3, c.

Je zřejmé, že obálka amplitudového spektra je úměrná .

Pokud jde o fázové spektrum (obr. 2.3, d), má se za to, že počáteční fáze harmonických složek se náhle změní o hodnotu -π při změně znaku obálky sinc kπ/ q. Předpokládá se, že počáteční fáze harmonických prvního laloku jsou nulové. Pak budou počáteční fáze harmonických druhého laloku φ = -π , třetí okvětní lístek φ = -2π atd.

Zvažte další reprezentaci signálu Fourierovou řadou. K tomu použijeme Eulerův vzorec

.

V souladu s tímto k-tý vzorec složku (2.9) expanze signálu do Fourierovy řady lze znázornit následovně

; . (2.15)

Zde jsou veličiny a komplexní a představují komplexní amplitudy složek spektra. Pak série

Fourier (2.8), vezmeme-li v úvahu (2.14), má následující formu

, (2.16)

, (2.17)

Je snadné ověřit, že expanze (2.16) je provedena z hlediska základních funkcí , které jsou také ortogonální na intervalu , tzn.

Výraz (2.16) je komplexní forma Fourierova řada, která sahá do záporných frekvencí. Volají se veličiny a , kde značí komplexní konjugát veličiny komplexní amplitudy spektrum. Protože je komplexní veličina, z (2.15) vyplývá, že

A .

Pak je množinou amplituda a množinou je fázové spektrum signálu.

Na Obr. 2.4 ukazuje spektrální diagram spektra výše uvedené sekvence pravoúhlých pulsů, reprezentovaných komplexní Fourierovou řadou

Spektrum má také čárový charakter, ale na rozdíl od dříve uvažovaných spekter je určeno jak v oblasti pozitivních, tak v oblasti negativních frekvencí. Protože je sudá funkce argumentu , je spektrální diagram symetrický kolem nuly.

Na základě (2.15) můžeme stanovit korespondenci mezi a koeficienty a expanzemi (2.3). Protože

A ,

pak jako výsledek dostaneme

. (2.18)

Výrazy (2.5) a (2.18) nám umožňují najít hodnoty v praktických výpočtech.

Uveďme geometrický výklad komplexního tvaru Fourierovy řady. Vyjmenujme k-tou složku spektra signálu. V integrovaném k-tá forma složka je popsána vzorcem

, (2.19)

kde a jsou určeny výrazy (2.15).

V komplexní rovině je každý z členů v (2.19) reprezentován jako vektory délky , otočený o úhel a vzhledem ke skutečné ose a rotující v opačných směrech s frekvencí (obr. 2.5).

Je zřejmé, že součet těchto vektorů dává vektor umístěný na reálné ose, jehož délka je . Ale tento vektor odpovídá harmonické složce

Pokud jde o průměty vektorů na pomyslnou osu, tyto průměty mají stejnou délku, ale opačným směrem a součet se rovná nule. To znamená, že signály prezentované v komplexní formě (2.16) jsou ve skutečnosti skutečné signály. Jinými slovy, komplexní forma Fourierovy řady je matematický abstrakce, což je velmi výhodné pro řešení řady problémů spektrální analýzy. Proto se někdy nazývá spektrum definované trigonometrickou Fourierovou řadou fyzikální spektrum, a komplexní forma Fourierovy řady je matematické spektrum.

Na závěr se podívejme na problematiku distribuce energie a výkonu ve spektru periodického signálu. K tomu používáme Parsevalovu rovnost (1.42). Když je signál rozšířen do trigonometrické Fourierovy řady, výraz (1.42) nabývá tvaru

.

DC energie

,

a energie k-té harmonické

.

Pak energie signálu

. (2.20)

Protože průměrný výkon signál

poté, s ohledem na (2.18),

. (2.21)

Když je signál rozšířen do komplexní Fourierovy řady, výraz (1.42) má tvar

Kde je energie k-té harmonické.

Energie signálu v tomto případě

,

a jeho průměrný výkon

.

Z výše uvedených výrazů vyplývá, že energie nebo průměrná síla k-té spektrální složky matematického spektra je poloviční než energie nebo výkon odpovídající spektrální složky fyzikálního spektra. To je způsobeno skutečností, že fyzikální spektrum je rozděleno rovnoměrně mezi matematické spektrum.

Výrazy (2.20) - (2.12) umožňují vypočítat a sestrojit spektrální diagramy distribuce energie nebo výkonu, tzn. energie spektra periodického signálu.

2.3. Integrální Fourierova transformace

Harmonickou analýzu periodických signálů diskutovanou výše lze také zobecnit na neperiodické (jednotlivé) signály. Vraťme se k periodickému signálu libovolného tvaru (obr. 2.6, a).

Zvyšme hodnotu na . Signály sousedící s centrálním se budou po časové ose pohybovat doprava a doleva. Budeme-li se nyní snažit, na časovém diagramu (obr. 2.6, b) bude pouze jediný signál s konečnou dobou trvání. Pokud je síla signálu nenulová, pak je energie takového signálu konečná. Matematicky je tato podmínka ekvivalentní požadavku na konvergenci integrálu

,

kde je absolutní hodnota funkce .

Jinými slovy, funkce musí být absolutně integrovatelná.

Vraťme se ke spektrálním diagramům (obr. 2.2, b, c). Protože vzdálenost podél frekvenční osy mezi sousedními součástmi je rovna

, (2.24)

pak s nárůstem hodnota klesá a spektrální složky se k sobě přibližují. V tomto případě se hodnoty komplexních amplitud složek snižují. S velikostí a spektrem z čáry se stává kontinuální a představuje nekonečně velký počet harmonických a nekonečně malých amplitud.

Použijme komplexní tvar Fourierovy řady (2.16). Dosazením výrazu (2.17) do tohoto vzorce získáme

.

Poté, s ohledem na to a , píšeme

. (2.25)

Protože v limitu at se pak v souladu s (2.24) změní na nekonečně malý přírůstek a frekvence k-té harmonické na aktuální frekvenci . V tomto případě se limity vnitřního integrálu v (2.25) rozšíří z do a sumace přejde do integrační operace. S ohledem na to má výraz (2.25) následující formu:

. (2.26)

Integrál uzavřený v závorkách ve výrazu (2.26) popisuje komplexní spektrum jediný signál

. (2.27)

Potom s přihlédnutím k (2.27) lze výraz (2.26) zapsat následovně

. (2.28)

Výrazy (2.27) a (2.28) jsou přímá a inverzní Fourierova transformace.

Pojďme zjistit fyzikální význam komplexního spektra jednoho signálu. Upravíme nějakou frekvenci. Od pro periodický signál , pak pro výpočet komplexní amplitudy ve výrazu (2.17) lze integrační limity rozšířit na oblast , tzn.

. (2.29)

Na druhou stranu, na stejné frekvenci pro jeden signál, v souladu s (2.27)

. (2.30)

Protože integrály v (2.29) a (2.30) se shodují, můžeme psát

, (2.31)

zde se období podle (2.24) rovná

kde je interval základní frekvence, měřený v hertzech.

.

V praktickém radiotechnice se často místo komplexního spektra používá amplitudové spektrum. V tomto případě

. (2.32)

Z toho vyplývá, že charakterizuje hustota distribuce amplitudy složek spojitého spektra jediného signálu ve frekvenci. Jestliže je časově proměnlivé napětí nebo proud, pak rozměr je nebo .

Zapišme (2.32) s přihlédnutím k (2.24) ve formuláři

. (2.33)

Z toho tedy vyplývá obálka spojitého spektra jednoho signálu a obálka odpovídajícího periodického signálu se tvarově shodují a liší se pouze v měřítku. V praxi je v některých případech při výpočtu spektra periodického signálu mnohem snazší nejprve najít jeden signál a poté pomocí vztahu (2.33) přejít ke spektru periodického signálu.

Fourierovy transformace (2.27) a (2.28) jsou prezentovány v komplexní formě. Použití známých vztahů

, (2,34, a)

, (2,34b)

můžete získat trigonometrický tvar transformací. Takže, vezmeme-li v úvahu (2.34, b), výraz (2.27) má následující formu

kde první integrál je reálná část a druhý je imaginární část, tzn.

, (2.36)

. (2.37)

Potom se pomocí vzorce vypočte modulové nebo amplitudové spektrum

a argument nebo fázové spektrum - v souladu s výrazem

. (2.39)

Pokud je signál dokonce funkce času , pak je druhý integrál v (2.35) roven nule, protože součin je lichá funkce a meze integrace jsou symetrické kolem nuly. V tomto případě je to popsáno nemovitý a rovnoměrnou funkci

Pokud je signál zvláštní funkce času, pak první integrál zmizí a je lichý a čistě imaginární frekvenční funkce, tzn.

. (2.41)

Tak (2.35), (2.40) a (2.41) charakterizují trigonometrický tvar přímé Fourierovy transformace.

Přejděme nyní k inverzní Fourierově transformaci (2.28).

S přihlédnutím ke skutečnosti, že

výraz (2.28) může být reprezentován v následujícím tvaru

,

nebo v souladu s (2.34, a)

Je-li funkce sudá, pak je druhý integrál funkcí lichou a jeho hodnota je rovna nule. Pak konečně píšeme

Jako příklad uvažujme Fourierovu transformaci obdélníkového pulzu s trváním a amplitudou definovaným na intervalu

Pomocí výrazu (2.27) po jednoduchých transformacích získáme

.

Na Obr. 2.7 ukazuje tvar pulsu a jeho spektrální funkci.

Porovnání spektrálních diagramů na Obr. 2.4 a Obr. 2.7b ukazuje, že tvary obálek čáry a spojitých spekter se shodují, což potvrzuje závěry učiněné dříve. V tomto případě obálka čáry i obálka spojitých spekter dosahují při frekvencích nuly ω = 2lπ/τ , Kde . Při , je hodnota spektrální funkce rovna ploše pulzu.

Přistoupíme k úvahám o hlavních vlastnostech Fourierovy transformace. Pro stručnost bude dvojice transformací (přímá a inverzní) symbolicky znázorněna takto:

1. Linearita Fourierovy transformace

kde a jsou libovolné číselné koeficienty.

Důkaz vzorce (2.43) nečiní žádné potíže, k tomu stačí dosadit součet do vyjádření (2.27).

2. Vlastnost časového posunu (teorém o zpoždění)

Protože , pak (2.44) může být reprezentován jako

Zpoždění signálu v čase o hodnotu tedy vede ke změně jeho fázového spektra o .

3. Změna časového měřítka

. (2.46)

V závislosti na hodnotě probíhá v čase buď komprese nebo roztažení signálu. Z (2.46) vyplývá, že když je signál časově komprimován faktorem, jeho spektrum se rozšiřuje o stejný faktor. A naopak.

4. Fungování diferenciace

. 2.47)

Když je signál diferencovaný, všechny harmonické složky jeho spektra změní počáteční fázi o .

5. Fungování integrace

. (2.48)

Při integraci signálu všechny harmonické složky jeho spektra změní počáteční fázi o . Vlastnost (2.48) je platná, pokud

6. Pokud , Že

Zavolá se integrál na pravé straně výrazu (2.49). konvoluce. Fourierova transformace součinu signálů je tedy konvolucí (s koeficientem ) jejich spekter. Ve speciálním případě pro a rovnost dvou signálů můžete získat následující poměr:

což je integrální forma Parsevalovy rovnosti (2.22). Z tohoto vztahu vyplývá, že celková energie neperiodického signálu je rovna součtu energií všech jeho spektrálních složek. Zároveň i závislost

, (2.51)

představuje spektrální hustota energie nebo energetické spektrum jediný signál.

2.4. Efektivní trvání a efektivní šířka pásma signálu

Pro řešení praktických problémů radiotechniky je nesmírně důležité znát trvání a šířku spektra signálu a také vztah mezi nimi. Znalost doby trvání signálu nám umožňuje řešit problémy efektivního využití času poskytnutého pro přenos zpráv a znalost šířky spektra nám umožňuje efektivně využívat radiofrekvenční rozsah.

Řešení těchto problémů vyžaduje striktní definici pojmů „efektivní trvání“ a „efektivní šířka spektra“. V praxi existuje velké množství přístupů k určení doby trvání. V případě, kdy je signál časově omezený (koncový signál), jako je tomu například u obdélníkového pulzu, není určení doby trvání obtížné. Jiná situace je, když má signál teoreticky nekonečné trvání, například exponenciální puls

V tomto případě lze efektivní trvání brát jako časový interval, během kterého hodnota signálu . V jiné metodě časový interval, během kterého . Totéž lze říci o definici efektivní šířky spektra.

Přestože v budoucnu budou některé z těchto metod používány při analýze rádiových signálů a obvodů, je třeba poznamenat, že výběr metody výrazně závisí na tvaru signálu a struktuře spektra. Pro exponenciální impuls je tedy výhodnější první z těchto způsobů a pro zvonovitý signál druhý způsob.

Univerzálnější je přístup využívající energetická kritéria. Při tomto přístupu se jako efektivní doba trvání a efektivní šířka spektra uvažuje časový interval a frekvenční rozsah, ve kterých je soustředěna převážná část energie signálu.

, (2.52)

, (2.53)

kde je koeficient ukazující, jaká část energie je soustředěna v intervalech nebo . Obvykle se hodnota volí uvnitř .

Aplikujme kritéria (2.52) a (2.53) pro určení trvání a šířky spektra obdélníkových a exponenciálních pulzů. U obdélníkového pulsu je veškerá energie soustředěna v časovém intervalu nebo , takže jeho trvání je . Pokud jde o efektivní šířku spektra, bylo zjištěno, že více než 90 % energie pulzu je soustředěno v prvním laloku spektra. Uvažujeme-li jednostranné (fyzikální) spektrum pulzu, pak je šířka prvního laloku spektra v kruhových frekvencích nebo v cyklických frekvencích. Z toho vyplývá, že efektivní šířka spektra obdélníkového impulsu je rovna

Přejděme k definici exponenciální hybnosti. Celková energie pulzu je

.

Pomocí (2.52) dostaneme

.

Výpočtem integrálu na levé straně rovnice a jeho řešením můžeme dospět k následujícímu výsledku

.

Spektrum exponenciální hybnosti najdeme pomocí Fourierovy transformace

,

odkud plyne

.

Dosazením tohoto výrazu do (2.53) a vyřešením rovnice dostaneme

.

Najděte součin efektivní doby trvání a efektivní šířky spektra. Pro obdélníkový pulz je tento produkt

,

nebo pro cyklické frekvence

.

Pro exponenciální hybnost

Součin efektivní doby trvání a efektivní šířky spektra jednoho signálu je tedy konstantní hodnota, která závisí pouze na tvaru signálu a hodnotě koeficientu . To znamená, že s klesající dobou trvání signálu se jeho spektrum rozšiřuje a naopak. Tato skutečnost již byla zaznamenána při uvažování vlastnosti (2.46) Fourierovy transformace. V praxi to znamená, že nelze tvořit krátký signál, která má úzké spektrum, což je projev fyz princip neurčitosti.

2.5. Spektra neintegrovatelných signálů

Jednou z podmínek použitelnosti Fourierovy transformace funkce popisující tvar signálu je její absolutní integrovatelnost, což znamená konečnou energii signálu. Tuto podmínku přitom v řadě případů spektrálně splňují. Může se jednat o harmonické kmitání používané jako nosné kmitání při realizaci modulační operace, signály popsané jedinou funkcí atd. Nicméně i na tyto signály lze rozšířit aparát Fourierovy transformace.

Nejprve zvažte signál formuláře

Je zřejmé, že takový signál má nekonečnou energii. Aplikujme na tento signál formálně Fourierovu transformaci (2.27).

.

,

pak (2.54) lze přepsat následovně

.

Použití tabulkového integrálu

,

kde je funkce zvažovaná výše.

Pak, vezmeme-li v úvahu tento výraz, dostaneme

Z (2.55) vyplývá, že spektrum harmonického kmitání definovaného na časovém intervalu , je na všech frekvencích s výjimkou a rovné nule. Na těchto frekvencích jde hodnota spektrálních složek do nekonečna (obr. 2.8, a)

Pokud dáme , což odpovídá konstantnímu signálu , pak z (2.55) to vyplývá

.

Spektrum konstantního signálu je tedy nenulové pouze při (obr. 2.8, b). Při této frekvenci je hodnota spektrální složky rovna nekonečnu.

Lze ukázat [L.3], že spektrum krokového signálu

,

.

Z výše uvedeného vyplývá, že spektra neintegrovatelných signálů lze vypočítat pomocí Fourierovy transformace se zapojením matematické abstrakce - - funkcí. Pak se nabízí otázka: jaké je spektrum signálu, jehož tvar popisuje - funkce, tzn.

.

Aplikováním (2.27) na tento signál a zohledněním filtrační vlastnosti -funkce získáme

Signál, který je produktem funkce (v praxi velmi krátkého pulzu o velmi velké amplitudě), má tedy rovnoměrné spektrum v celém frekvenčním rozsahu. Tento závěr, který je důležitý pro problémy radiotechniky, bude použit v následujícím.

2.6. Korelační spektrální analýza deterministických signálů

V mnoha radiotechnických problémech je často nutné porovnat signál a jeho kopii posunutou o nějaký čas. Zejména tato situace nastává u radaru, kde impuls odražený od cíle dorazí na vstup přijímače s časovým zpožděním. Porovnání těchto signálů mezi sebou, tzn. stanovení jejich vztahu během zpracování umožňuje určit parametry pohybu cíle.

Pro kvantifikace vztah mezi signálem a jeho časově posunutou kopií, je zavedena charakteristika

, (2.57)

Který se nazývá autokorelační funkce(AKF).

Abychom vysvětlili fyzikální význam ACF, uvedeme příklad, kdy obdélníkový pulz s dobou trvání a amplitudou působí jako signál. Na Obr. 2.9 ukazuje impuls, jeho kopii, posunutou o časový interval a součin . Je zřejmé, že integrace produktu dává hodnotu oblasti pulsu, což je produkt . Tato hodnota, je-li pevná, může být reprezentována bodem v souřadnicích . Při změně získáme graf autokorelační funkce.

Pojďme najít analytický výraz. Protože

pak dosazením tohoto výrazu do (2.57) získáme

. (2.58)

Pokud je signál posunut doleva, lze to podobnými výpočty snadno ukázat

. (2.59)

Potom spojením (2.58) a (2.59) získáme

. (2.60)

Z uvažovaného příkladu můžeme vyvodit následující důležité závěry, které platí pro libovolné průběhy:

1. Autokorelační funkce neperiodického signálu klesá s růstem (ne nutně monotónně pro jiné typy signálů). Je zřejmé, že u ACF má také tendenci k nule.

2. ACF dosáhne své maximální hodnoty při . V tomto případě se rovná energii signálu. Takže ACF je energie charakteristika signálu. Jak se očekávalo, při , jsou signál a jeho kopie zcela korelovány (propojeny).

3. Z porovnání (2,58) a (2,59) vyplývá, že ACF je dokonce funkce argument, tzn.

.

Důležitou charakteristikou signálu je korelační interval. Korelačním intervalem se rozumí časový interval, o který se při posunutí signál a jeho kopie stávají nekorelovanými.

Matematicky je korelační interval určen následujícím výrazem

,

nebo protože je sudá funkce

. (2.61)

Na Obr. 2.10 ukazuje ACF signálu libovolného tvaru vlny. Pokud sestrojíme obdélník, jehož plocha se rovná ploše pod křivkou s kladnými hodnotami (pravá větev křivky), jejíž jedna strana je rovna , pak bude druhá strana odpovídat .

Pro časování jsou zapotřebí obvody zpožďování digitálního signálu Ó koordinace šíření signálu po různých cestách digitální zařízení. Nesoulad v načasování při průchodu signálů po daných cestách může vést ke kritickým závodům v časování, které narušují činnost zařízení. Doba průchodu je ovlivněna parametry prvků, kterými se digitální signály. Změnou těchto parametrů můžete změnit dobu šíření signálu. Chcete-li změnit dobu zpoždění, elektromagnetické zpožďovací linky, řetězce logických prvků, RC- řetězy. Pomocí takových prvků je možné získat zúžení, rozšíření signálů, zúžení s posunem vzhledem k přední části vstupního impulsu atd.

Rýže. 12.8. Tvarovač krátkých impulzů se zpožděním vzhledem k náběžné hraně (a) a časovým diagramem (b)

Každý logický prvek vytváří časové zpoždění, takže kdy vstupní signál změna výstupní úrovně po prvním hradle U 1 se děje v průběhu času t zd.r. Podobně se po časovém intervalu zpoždění změní výstupní signály ostatních měničů ( U 2 ,U 3). Změna stavu čtvrtého prvku musí být analyzována s ohledem na skutečnost, že vstupy jsou zde oddělené. Než dorazí vstupní signál na horní vstup logického prvku DD 4 byla logická 1 a spodní vstup byl logická 0. Proto v ustáleném stavu měl výstup obvodu vysoký potenciál (logická 1).

Po objevení se vstupního signálu na spodním vstupu prvku DD 4 je nastavena na logickou jednotku, horní je také stále 1. Proto na výstupu obvodu po chvíli t zd.r bude nastaveno na logickou 0. Po průchodu třemi logickými prvky změní vstupní signál hodnotu U 3 c 1 až 0 (toto je horní položka prvku DD 4). Uvažuje se výstupní napětí obvodu t zdraví v živlu DD 4 se opět změní na 1. Proto obvod generuje krátký impuls o délce 3 z náběžné hrany vstupního signálu. t zd.r s posunem vzhledem k náběžné hraně o t zd.r. Sestupná hrana vstupního signálu nezpůsobí změnu stavu obvodu na výstupu, protože v době, kdy se na horním vstupu prvku objeví 1 DD 4 na spodní straně již existuje 0. Proto je 1 na výstupu uložena až do dalšího vstupního impulsu. Probíhající procesy bez zohlednění doby trvání front impulsů jsou uvedeny v časovém diagramu (obr. 12.8, b). Signál generovaný obvodem má nízká úroveň.

Pokud spojka DD 4 ve schématu (obr. 12.8, A) je nahrazen disjunktorem a počet invertorů je sudý, pak obvod rozšíří vstupní impulsy o časový interval rovný nt zd.r, kde n je počet invertorů ve zpožďovacím obvodu. Schéma pulsního expandéru a časové schéma jeho činnosti jsou uvedeny na Obr. 12.9.

Rýže. 12.9. Obvod pulzního expandéru ( A) a časový diagram ( b)

Z časového diagramu je vidět, že doba trvání výstupního impulsu je větší než doba trvání vstupu o 4 t zd.r.

Stručně je zvažováno pouze několik schémat sekvenčních tvarovačů impulzů. dodatečné informace lze nalézt v .

jednotlivé vibrátory

Jednotlivé vibrátory (čekací multivibrátory) patří do skupiny regeneračních okruhů. Tato třída pulzních zařízení generuje časové intervaly dané doby trvání ze vstupního spouštěcího pulzu neurčitého (ale dostatečně krátkého) trvání (ne delšího, než je doba trvání generovaného pulzu). Pro implementaci záložního multivibrátoru musí být zařízení se ziskem větším než jedna pokryto regenerativní (kladnou) zpětnou vazbou.

Jedno z možných schémat jednotlivých vibrátorů je znázorněno na Obr. 12.10, A. Jediný vibrátor je postaven na dvou logických prvcích typu 2I-NOT zavedením pozitivu zpětná vazba(výstup druhého prvku je připojen ke vstupu prvního).

V původní stav na výstupu prvku DD 2 je úroveň 1 a na výstupu prvku DD 1 je logická 0, protože oba jeho vstupy mají 1 (spouštěcí impulsy představují záporný pokles napětí). Když na vstup dorazí spouštěcí záporný pokles napětí, na výstupu prvního prvku se objeví úroveň 1. Kladný pokles na kapacitě S přejde na vstup druhého prvku. V tomto případě se kapacita C začne nabíjet přes odpor R. Element DD 2 invertuje tento signál a úroveň 0 je přivedena přes zpětnovazební obvod na druhý vstup prvku DD 1. Výstupní položka DD 2 se udržuje na úrovni 0 tak dlouho, dokud pokles napětí na rezistoru R nespadne na U póry v procesu nabíjení kondenzátoru S(obr. 12.10, b). Dobu trvání výstupního pulzu jednoho vibrátoru lze určit pomocí výrazu

Rýže. 12.10. Jediný vibrační okruh ( A) a časový diagram ( b)

t a = C (R + R ven) ln(U 1 /U pak),

Kde R out - výstupní odpor prvního prvku; U pór je prahové napětí logického prvku.

Uvažované schéma lze implementovat jak na mikroobvody TTL, tak na struktury CMOS. Specifičnost každého typu logiky si však klade své vlastní podmínky. Pro stavbu jednotlivých vibrátorů můžete použít klopné obvody s dalšími vstupy S a R a pro jejich nucenou instalaci v jednoduchém a nulovém stavu.

Jednotlivé vibrátory jsou vyráběny ve formě nezávislých mikroobvodů. Součástí řady TTL je několik mikroobvodů pohotovostních a řízených multivibrátorů. Výhodou jednotlivých vibrátorů v mikročipovém provedení je menší počet nástavců, větší časová stabilita a širší funkčnost. Tyto mikroobvody zahrnují jednotlivé vibrátory K155AG1 a K155AG3, jako součást řady CMOS - 564AG1, 1561AG1. Činnost takových mikroobvodů je podrobně popsána v literatuře.

K získání impulsů dané doby trvání lze použít čítače. Digitální jednotlivé vibrátory jsou postaveny na bázi čítačů. Používají se tam, kde musí být časový interval velmi velký nebo jsou kladeny vysoké požadavky na stabilitu vytvořeného intervalu. V tomto případě je minimální doba příjmu omezena pouze rychlostí použitých prvků a maximální doba trvání může být libovolná (na rozdíl od schémat, která používají RC- řetězy).

Princip činnosti digitálního jednoduchého vibrátoru je založen na zapnutí spouště vstupním signálem a vypnutí po uplynutí časového intervalu určeného převodním faktorem čítače. Na Obr. 12.11 ukazuje příklad obvodu pro získání impulsu dané doby trvání pomocí čítače.

Činnost jednoduchého vibrátoru je znázorněna na schématech na obr. 12.11, b. Spouštěč počátečního stavu DD 2 na invertovaném výstupu má vysoká úroveň, který na vstupu R nastaví počítadlo DD 1 do nulového stavu. Po příchodu vstupního (spouštěcího) impulsu U in = 1 v tuto chvíli t 1 spoušť je nastavena na jeden stav. Zároveň bude na jeho invertovaném výstupu nastavena nízká úroveň, která umožní počítání pulsů do programovatelného čítače. DD 1. Počítání impulsů z generátoru G pokračuje až do hodnoty nastavené programovacími vstupy. Po načtení zadaného počtu impulsů je na výstupu čítače generován signál vysoké úrovně U ČT(moment t 2), která vrátí spoušť DD 2 do nulového stavu. V tomto případě bude inverzní výstup spouště opět nastaven na vysokou úroveň a čítač se vrátí do původního stavu.

Rýže. 12.11. Strukturální schéma ( A) a časové diagramy

(b) digitální jednoduchý vibrátor

Společnou nevýhodou takových schémat je náhodná chyba spojená s libovolností fáze hlavního oscilátoru v době spuštění. Chyba může být až do periody hodinového kmitočtu a s rostoucí frekvencí generátoru klesá. Tuto nevýhodu lze eliminovat obvody s řízeným startem generátoru (generátor se zapne, když se objeví spouštěcí impuls).

Použití čítačů s programovatelným dělicím poměrem jako součásti jednoho vibrátoru umožňuje získat puls libovolné délky. Čip 564IE15 se například skládá z pěti subtraktivních čítačů, jejichž čítače jsou naprogramovány paralelním načítáním binárních dat. Vyšší stabilita trvání výstupního impulsu je zajištěna použitím krystalový oscilátor hodinová frekvence.

Může impuls něco říct? - říkáš. Impuls je impuls, pouze obdélníkový tvar.

Faktem ale je, že dosud jsme takové pulsy pozorovali pouze na obrazovce osciloskopu, řekněme při seřizování elektronického spínače, a podle jejich přítomnosti jsme posuzovali zdraví generátoru. Pokud je však jako řídicí signál použit obdélníkový impuls a přiveden např. na vstup AF zesilovače, pak lze podle tvaru výstupního signálu okamžitě vyhodnotit činnost zesilovače a pojmenovat jeho nedostatky - malá šířka pásma, nedostatečný zisk při nižších popř vyšší frekvence, samobuzení v nějakém frekvenčním rozsahu.

A vezměte si širokopásmový dělič napětí, používaný například v podomácku vyrobených měřicích přístrojích nebo osciloskopech. Obdélníkový puls, který jím „projde“, vám sdělí přesné parametry detailů nezbytných k získání konstantního poměru dělení signálu v širokém frekvenčním rozsahu.

Aby bylo jasno, seznamme se nejprve s některými parametry pulzního signálu, které jsou často zmiňovány v popisech různých generátorů, automatizačních zařízení a výpočetní techniky. Pro příklad na Obr. zobrazeno 97" vzhled“ mírně zkreslený (ve srovnání s pravoúhlým) pulsem, takže jeho jednotlivé části jsou zřetelněji vidět.

Jedním z parametrů pulzu je jeho amplituda (Umax), maximální výška pulzu bez zohlednění malých špiček. Doba trvání vzestupu pulzu charakterizuje dobu trvání předního tf a trvání poklesu charakterizuje dobu trvání poklesu tc. Délka „života“ pulzu určuje dobu trvání ti – čas mezi začátkem a koncem pulzu, obvykle počítaný na úrovni 0,5 amplitudy (někdy na úrovni 0,7).

Vrchol impulsu může být plochý, s blokádou nebo stoupáním. Obdélníkový puls má plochý vrchol a vzestup a pokles jsou tak strmé, že není možné určit jejich trvání pomocí osciloskopu.

Pulzní signál je také vyhodnocen pomocí pracovního cyklu, který ukazuje vztah mezi dobou trvání pulzu a periodou opakování pulzu. Pracovní cyklus je podílem dělení období, nikoli trvání. V tom, který je znázorněn na Obr. 97, v příkladu je pracovní cyklus 3.

Nyní, po krátkém seznámení s pulzem a jeho parametry, sestrojíme obdélníkový pulzní generátor, který je nezbytný pro následné experimenty. Lze jej provádět jak na tranzistorech, tak na mikroobvodech. Hlavní věc je, že generátor vydává pulsy se strmými čely a recesemi, stejně jako s co nejplošším vrcholem. Kromě toho by pro naše účely měl být pracovní cyklus v rozmezí 2-3 a frekvence opakování pulzu by měla být přibližně 50 Hz v jednom režimu a 1500 Hz ve druhém. Co způsobuje frekvenční požadavky, se dozvíte později.

Nejjednodušším způsobem, jak splnit stanovené požadavky, může být generátor na mikroobvodu a tranzistor (obr. 98). Obsahuje několik detailů, je provozuschopný, když napájecí napětí klesne na 2,5 V (v tomto případě amplituda signálu hlavně klesne) a umožňuje získat výstupní impulsy s amplitudou až 2,5 V (při specifikovaném napájecím napětí) s pracovní cyklus 2,5.

Vlastní generátor je vlastně vyroben na prvcích DD1.1 - DD1.3 podle známého multivibrátorového obvodu. Opakovací frekvence impulsů závisí na odporu rezistoru R1 a kapacitě kondenzátoru aktuálně připojeného spínačem SA1. V poloze pohyblivého kontaktu spínače znázorněné na schématu je ke generátoru připojen kondenzátor C1, proto pulsy na výstupu generátoru (pin 8 prvku DD1.3) následují s frekvencí 50 Hz (tj. doba opakování je 20 ms). Při přepnutí pohyblivého kontaktu spínače do spodní polohy podle schématu dojde k připojení kondenzátoru C2 a opakovací frekvenci se rovná přibližně 2000 Hz (perioda opakování je 0,5 ms).

Dále je pulzní signál přiváděn přes rezistor R2 do emitorového sledovače, vytvořeného na tranzistoru VT1. Z motoru proměnného rezistoru R3, který je zátěží opakovače, je signál přiveden na výstupní svorku XT1. V důsledku toho je možné odebírat obdélníkové impulsy s amplitudou od několika desítek milivoltů do několika voltů ze svorek XT1 a XT2. Pokud se z nějakého důvodu ukáže, že i minimální signál je přebytečný (například při kontrole velmi citlivého zesilovače), lze výstupní signál snížit buď připojením mezi horní výstup rezistoru R3 v obvodu a emitor tranzistoru konstantního odporu s odporem 1-3 kOhm, nebo pomocí externího děliče napětí.

Pár slov o detailech. V generátoru mohou pracovat prvky AND-NOT jiných mikroobvodů řady K155 (řekněme K155LA4), stejně jako jakýkoli tranzistor řady KT315. Kondenzátor C1 - K50-6 nebo jiný, určený pro napětí nejméně 10 V; C2 - libovolné, případně menší rozměry. Rezistory - MLT-0.125 a SP-1 (R3), zdroj energie - baterie 3336. Generátor má odběr menší než 15 mA, takže tento zdroj vydrží dlouho.

Vzhledem k tomu, že v generátoru je málo dílů, není třeba dávat výkres tištěný spoj- vyviňte si to sami. Namontujte desku s díly a napájecím zdrojem do skříně (obr. 99) a na její přední stěnu umístěte přepínač rozsahu, síťový vypínač, proměnný odpor a svorky.

Dalším krokem je kontrola a seřízení generátoru pomocí našeho osciloskopu. Připojte vstupní sondu osciloskopu ke kolíku 8 mikroobvodu a „zemnící“ sondu ke společnému vodiči (svorka XT2). Osciloskop přitom pracuje automatický režim(tlačítko "AUTO-STANDBY" je stisknuto), synchronizace je interní, vstup je otevřený, aby se zabránilo zkreslení signálu následujícího s nízkou frekvencí). Vstupní útlumový člen osciloskopu lze nastavit na citlivost řekněme 1 V/dílek a doba rozmítání se přepne na 5 ms/dílek.

Po přivedení energie do generátoru a nastavení přepínače SA1 do polohy znázorněné na obrázku se na obrazovce osciloskopu objeví obraz ve formě dvou paralelních

lele linky (obr. 100, a), tvořené pohyblivými "tahy". Takto vypadá nesynchronizovaný obraz pulzního signálu.

Nyní stačí uvést osciloskop do pohotovostního režimu (stisknout tlačítko "AUTO - STANDBY") a otáčením ovladače "SYNC" nastavit synchronizaci z kladného signálu. do krajní polohy ve směru hodinových ručiček, aby se obraz na obrazovce "zastavil" (obr. 100, b). Pokud je obraz trochu cukavý, nastavte jej do lepší synchronizace nastavením knoflíku délky rozmítání.

Určete dobu trvání periody opakování pulsu a v případě potřeby nastavte jej na 20 ms výběrem rezistoru R1.

Je obtížné přesně změřit periodu s nastaveným trváním rozmítání, proto použijte jednoduchý trik. S tímto načasováním nastavte trvání rozmítání na 2 ms/div. Na obrazovce by se mělo zobrazit více roztažený obrázek puls (obr. 100, c), jehož délka vrcholu bude přibližně 3,5 dílků, tj. doba trvání pulsu bude 7 ms.

Poté při stejné délce rozmítání nastavte spoušť na záporný signál otočením ovladače „SYNC“. do krajní polohy proti směru hodinových ručiček. Na obrazovce uvidíte obraz pauzy (obr. 100, d), protože rozmítání osciloskopu je nyní spuštěno poklesem pulzu. Délka řádku je 6,5 dílků, což znamená, že délka pauzy je 13 ms. Součet trvání pulsu a pauzy bude hodnota periody opakování pulsu (20 ms).

Obdobně zkontrolujte činnost generátoru na druhém rozsahu nastavením pohyblivého kontaktu přepínače do spodní polohy podle schématu („2 kHz“). V tomto případě nastavte dobu trvání rozmítání osciloskopu například na 0,1 ms/div. Perioda opakování pulzu v tomto rozsahu by měla být 0,5 ms, což odpovídá opakovací frekvenci 2000 Hz. V generátoru nemusíte nic upravovat, protože přesnost frekvence v tomto rozsahu nehraje zvláštní roli. V případě výrazné odchylky frekvence od zadané frekvence ji lze změnit volbou kondenzátoru C2.

Poté přepněte vstupní sondu osciloskopu na svorku XT1 a zkontrolujte činnost regulátoru amplitudy výstupního signálu - proměnný rezistor R3. Jistě si všimnete, že při nastavení motoru s proměnným odporem do horní polohy podle obvodu bude maximální amplituda impulzů o něco menší než na multivibrátoru.To se vysvětluje působením emitorového sledovače, koeficientu přenosu z nichž je menší než jedna v důsledku poklesu části signálu na přechodu emitoru tranzistoru.

Generátor je připraven, můžete provádět experimenty. Začněme kontrolou působení jednoduchých RC obvodů na impuls: diferenciační a integrační. Nejprve připojte k výstupu generátoru diferenciační obvod tvořený kondenzátorem a proměnným rezistorem (obr. 101). Posuvník odporu nastavte podle schématu do spodní polohy a na generátoru nastavte rozsah na "50 Hz" a maximální amplitudu výstupního signálu. Současně se na obrazovce osciloskopu (pracuje v pohotovostním režimu se synchronizací z kladného signálu, doba rozmítání 5 ms / dep., citlivost 1 V / div.) zobrazí obraz pulzů s zkosený vrchol (obr. 102, a). Je snadné vidět, že hybnost jakoby klesala podél linie rozpadu, což zvětšilo rozsah obrazu.

Pulzní zkreslení se zvýší a kolísání obrazu se zvýší, když se posuvník s proměnným odporem posune v obvodu nahoru. Již při odporu rezistoru asi 4 kOhm dosáhne amplituda téměř dvojnásobku amplitudy pulsu

(obr. 102, b) a při dalším poklesu odporu (na 1 kOhm) zůstanou z pulsu v místě fronty a recese pouze špičaté vrcholy. Jinými slovy, v důsledku odlišení od obdélníkového pulsu bude možné získat dva špičaté - pozitivní (podél přední části) a negativní (podél pádu).

Diferenciace navíc umožňuje "zkrátit" puls v čase - koneckonců doba trvání pulsu je měřena na úrovni 0,5 jeho amplitudy a na této úrovni se šířka pulsu plynule mění při otáčení knoflíku proměnného odporu).

Diferenciační vlastnosti obvodu závisí na frekvenci opakování pulzu. Stačí přestavit přepínač rozsahu generátoru do polohy "2 kHz" - a horní úkos prakticky zmizí. Pulsy sledující takovou frekvenci náš rozlišovací řetězec přeskakuje s malým nebo žádným zkreslením. Aby bylo dosaženo stejného účinku jako v předchozím případě, musí být kapacita kondenzátoru snížena na 0,01 uF.

A nyní vyměňte díly (obr. 103) – získáte integrační řetěz. Posuvník proměnného rezistoru nastavte do levé krajní polohy podle schématu, tj. zobrazte odpor rezistoru. Obraz signálu zůstane téměř stejný jako na výstupu generátoru před připojením řetězu. Je pravda, že rozpad pulsů bude mírně zakřivený - výsledek vybití kondenzátoru, který má čas se během pulsu nabít.

Začněte plynule pohybovat jezdcem odporu doprava podle schématu, tj. zadejte odpor odporu. Okamžitě se přední část impulsu a pokles začnou zaokrouhlovat (obr. 104, c), amplituda signálu klesne. Při maximálním odporu rezistoru sténá pozorovaný signál jako pilový zub (obr. 104, b).

Jaký je smysl integrace? Od okamžiku, kdy se objeví čelo pulsu, kondenzátor se začne nabíjet a na konci pulsu se začne vybíjet.Pokud je odpor rezistoru nebo kapacita kondenzátoru malý, má kondenzátor čas se nabít až do hodnoty amplitudy signálu a pak "spadne" pouze přední a část vrcholu pulsu (obr. 104, a). V tomto případě můžeme říci, že časová konstanta integračního obvodu (součin kapacity a odporu) je menší než doba trvání impulsu. Pokud je časová konstanta úměrná nebo překračuje trvání pulzu, kondenzátor se během pulzu nestihne plně nabít a pak na něm klesá amplituda signálu (obr. 104, b). Povaha integrace samozřejmě závisí nejen na délce trvání impulsů, ale také na frekvenci jejich opakování.

Abyste se ujistili o tom, co bylo řečeno, znovu zobrazte odpor rezistoru, nastavte rozsah na generátoru na "2 kHz" a podle toho změňte dobu rozmítání osciloskopu. Na obrazovce se objeví obrázek již integrovaných impulzů (obr. 104, c). Je to výsledek "interakce" odporu emitorového sledovače a kapacity kondenzátoru. Zadejte alespoň malý odpor s proměnným rezistorem - a na obrazovce osciloskopu uvidíte trojúhelníkový signál (obr. 104, d). Jeho amplituda je malá, takže musíte zvýšit citlivost osciloskopu. Není pravda, že linearita procesu nabíjení a vybíjení kondenzátoru je jasně viditelná?

V tomto příkladu je časová konstanta integračního obvodu o něco větší než doba trvání pulsu, takže kondenzátor má čas nabít se pouze na velmi malé napětí.

Je čas pohovořit o praktickém využití pravoúhlých impulsů, například pro hodnocení výkonu zesilovače audio frekvence. Je pravda, že tato metoda je vhodná pro určitý druh expresní analýzy a nepodává ucelený obraz o amplitudově-frekvenční charakteristice zesilovače. Ale umožňuje objektivně vyhodnotit schopnost zesilovače přenášet signály určitých frekvencí, odolnost proti samobuzení a také správnou volbu detailů mezi kaskádovými zapojeními.

Princip ověření je jednoduchý: nejprve se na vstup zesilovače přivedou obdélníkové pulsy s opakovací frekvencí 50 Hz a poté 2000 Hz a na slepé zátěži se sleduje tvar výstupního signálu. Podle zkreslení přední části: špičky nebo recese posuzují vlastnosti zesilovače a jeho stabilitu provozu.

Můžete například prozkoumat zesilovač AF s tónovým blokem (nebo jiným širokopásmový zesilovač). Je připojen ke generátoru a osciloskopu podle Obr. 105. Přepínač rozsahu generátoru je nastaven do polohy "50 Hz" a výstupní signál je takový, že při maximálním zesílení zesilovače a přibližně průměrných polohách knoflíků ovládání tónu odpovídá amplituda signálu při ekvivalentu zátěže jmenovitému výstupnímu výkonu. , například 1,4 V (pro výkon 0,2 W při zatěžovacím odporu 10 ohmů). Obrázek na obrazovce osciloskopu připojeného k fiktivní zátěži může odpovídat obrázku na obr. 106, a, což bude indikovat nedostatečnou kapacitu oddělovacích kondenzátorů mezi zesilovacími stupni nebo kondenzátoru na výstupu zesilovače - přes něj je připojena zátěž.

Pro ověření řekněme posledního předpokladu stačí přenést vstupní sondu osciloskopu přímo na výstup zesilovače - až k oddělovacímu kondenzátoru. Pokud se zkosení vrcholu sníží (obr. 106, b), pak je závěr správný a pro lepší reprodukci nízkých frekvencí by se měla zvýšit kapacita kondenzátoru.

Podobně se podívají na obrázky pulzů před a za izolačními kondenzátory mezi stupni zesilovače a najdou takový, jehož kapacita je nedostatečná. Pokud zesilovač vůbec nepřenáší nízké frekvence, lze na obrazovce osciloskopu pozorovat úzké vrcholy v místě čela a doznívání pulsů, jako tomu bylo u silné diferenciace. Ale úplnější obrázek o stavu zesilovače získáme, když se na jeho vstup přivedou impulsy o frekvenci 2000 Hz. Předpokládá se, že přední část a recese odrážejí průchod vyšších frekvencí zvukového rozsahu a horní část odráží ty nižší.

Pokud je v zesilovači vše v pořádku a rovnoměrně přenáší signál v širokém frekvenčním pásmu, pak výstupní impuls (signál při ekvivalentní zátěži) bude tvarově odpovídat vstupu (obr. 107, a). V případě "zablokování" fronty a recese (obr. 107, b) můžeme předpokládat, že se zisk snížil na vyšších frekvencích. Ještě větší pokles zisku na těchto frekvencích zachytí obraz znázorněný na Obr. 107, a.

Mnoho dalších možností je také možné: pokles zisku o nižší frekvence(obr. 107, d), mírné zvýšení zisku na nižších frekvencích (obr. 107, e), pokles zisku na nízkých a středních (pokles nahoře) frekvencích (obr. 107, f), malý čas konstanta mezistupňových spojů (obr. 107, g) - kapacita přechodových kondenzátorů bývá malá, nárůst zesílení na nižších (obr. 107, h) nebo vyšších (obr. 107, i) frekvencích, pokles zesílení Obr. v nějakém úzkém rozmezí (obr. 107. j).

A zde jsou dva příklady obrazu výstupního impulsu (obr. 107, l, m), kdy jsou v zesilovači rezonanční obvody.

Téměř většinu těchto obrazů budete moci pozorovat změnou polohy ovladačů tónů pro nižší a vyšší frekvence. Současně s prohlížením snímků by bylo fajn vzít amplitudově-frekvenční charakteristiku zesilovače a porovnat ji s "odečty" pulzů.

A ještě o jednom příkladu použití pravoúhlých pulsů – k ladění širokopásmových děličů napětí. Takový dělič je například v našem osciloskopu, může být ve voltmetru nebo střídavém milivoltmetru. Protože frekvenční pásmo měřených signálů může být velmi široké (od jednotek do milionů hertzů), musí dělič tyto signály propouštět se stejným útlumem, jinak jsou chyby měření nevyhnutelné.

Činnost děliče můžete samozřejmě ovládat tím, že vezmete jeho amplitudově-frekvenční charakteristiku, která vám řekne, kterým směrem byste měli změnit hodnotu toho nebo jiného prvku. Tato záležitost je však mnohem pracnější ve srovnání s metodou analýzy pravoúhlými pulzy.

Podívejte se na obr. 108, a - ukazuje schéma širokopásmového kompenzovaného děliče napětí. Pokud by na nižších frekvencích bylo možné vystačit pouze s odpory, jejichž odpory určují koeficient přenosu (neboli dělicí faktor) děliče, pak na vyšších frekvencích se kromě odporů použijí i kondenzátory v podobě montážní kapacity, vstupní kapacita, na děliči se podílejí kapacitní spojovací vodiče. Proto se zisk děliče na těchto frekvencích může výrazně změnit.

Aby k tomu nedocházelo, jsou v děliči použity kondenzátory, bočníkové odpory a umožňují kompenzovat možnou změnu koeficientu přenosu na vyšších frekvencích. Navíc kondenzátor C2 může být montážní kapacita, někdy dosahující desítek pikofaradů. Rezistor R2 může být vstupním odporem zařízení (osciloskopu nebo voltmetru).

Dělič bude kompenzován, pokud je zajištěn dobře definovaný poměr odporů a kapacit děliče, což znamená, že koeficient přenosu děliče bude rovnoměrný bez ohledu na frekvenci vstupního signálu. Pokud je například použit dělitel 2, musí být splněna podmínka R1* C1=R2*C2. Při jiných poměrech bude narušena rovnoměrnost přenosu signálu různých frekvencí.

Princip kontroly kompenzovaného děliče pomocí pravoúhlých impulsů je podobný principu kontroly zesilovače - přivedením signálu o frekvenci 2000 Hz na vstup děliče se sleduje jeho tvar na výstupu. Pokud je dělič kompenzován, tvar (ale samozřejmě ne amplituda) signálů bude stejný. V opačném případě bude předek a pád "zanesen" nebo bude vrchol zkreslený - důkaz nerovnoměrného přenosu signálů různých frekvencí děličem.

Pokud je například obraz signálu takový, jaký je znázorněn na obr. 108, b, pak při vyšších frekvencích klesá zisk děliče v důsledku velký odpor na těchto frekvencích, řetězec R1C1. Je nutné zvýšit kapacitu kondenzátoru C1. V případě výskytu pulzních zkreslení znázorněných na Obr. 108, v, je naopak nutné snížit kapacitu kondenzátoru C1.

Pokuste se nezávisle sestavit děliče s různými poměry dělení (například 2, 5, 10) z rezistorů s vysokým odporem (100 ... 500 kOhm) a kondenzátorů různých kapacit (od 20 do 200 pF) a dosáhnout plné kompenzace výběrem kondenzátory.

V této práci si všimnete vlivu na výsledky měření samotného osciloskopu - vždyť jeho vstupní kapacita je desítky pikofaradů, resp.

Vstupní impedance je asi megaohm. Pamatujte, že osciloskop má podobný účinek na všechny vysokoodporové obvody, stejně jako na frekvenčně závislé. A to někdy vede buď k získání chybných výsledků, nebo dokonce znemožňuje použití osciloskopu, řekněme, k analýze provozu a měření frekvence radiofrekvenčních generátorů. Proto v takových případech použijte aktivní sondu - nástavec k osciloskopu, který umožňuje zachovat jeho vysoký vstupní odpor a snížit vstupní kapacitu na desítky krát Popis takového nástavce bude zveřejněn v příštím vydání časopisu.

Nyní, když jste se seznámili s možností pravoúhlého pulzu navrhnout "diagnózu" a ovládat "léčbu", pojďme sestavit ještě jednu předponu. Jedná se o napěťový dělič, pomocí kterého bude možné ovládat obvody s napětím do 600V např. v televizních přijímačích (jak jistě víte, osciloskop OML-2M umožňuje přivést napětí až 300V na vstup).

Přepážka je tvořena pouze dvěma díly (obr. 109), které tvoří horní rameno předchozího schématu. Spodní rameno je soustředěno na samotný osciloskop - to je jeho vstupní impedance a celková vstupní kapacita, včetně kapacity vzdáleného kabelu se sondami.

Vzhledem k tomu, že potřebujete pouze snížit vstupní signál na polovinu, měl by mít rezistor R1 stejný odpor jako vstupní odpor osciloskopu a kapacita kondenzátoru C1 by měla odpovídat celkové vstupní kapacitě osciloskopu.

Dělič může být vyroben ve formě adaptéru se sondou XP1 na jednom konci a zásuvkou XS1 na druhém. Rezistor R1 musí být nejméně 0,5 W a kondenzátor se jmenovitým napětím nejméně 400 V.

Nastavení děliče je výrazně zjednodušeno použitím našeho pulzního generátoru. Jeho signál je přiveden do zdířky XP1 děliče a zemní sondy osciloskopu. Nejprve nastavte na generátoru rozsah „50 Hz“, zapněte pohotovostní režim na osciloskopu a otevřený vchod. Dotkněte se vstupní sondy osciloskopu sondou XP1 děliče (nebo svorkou XT1 generátoru). Volbou citlivosti osciloskopu a amplitudy výstupního signálu generátoru dosáhnou rozkmitu

obraz rovný, řekněme, čtyřem dílkům.

Poté přepněte vstupní sondu osciloskopu do zdířky XS1 děliče. Rozsah obrázku by měl být přesně poloviční. Přesněji řečeno, koeficient přenosu děliče lze nastavit výběrem dělicího rezistoru R1.

Poté se na generátoru nastaví rozsah "2 kHz" a volbou kondenzátoru C1 (v případě potřeby) dosáhnou správného tvaru impulsů - stejný jako na vstupu děliče.

Při použití takového děliče ke kontrole provozních režimů televizních skenerů podle obrázků signálů uvedených v pokynech a různých článcích je citlivost osciloskopu nastavena na 50 V / div., A test se provádí při uzavřený vchod osciloskop. Stejně jako dříve se odpočítávání provádí na stupnici, ale výsledky jsou zdvojnásobeny.

POPIS

VYNÁLEZY

Sovětský svaz

Socialista

Státní výbor

SSSR za vynálezy a objevy

A.V. Kozlov (71) Žadatel (54) ZAŘÍZ.

Vynález se týká měření tělo a počítačová věda a může být použit zejména v extrémních korelačních systémech pro určování rychlosti pohybu, v korelačních průtokoměrech, v pulzních automatizačních zařízeních.

Je známo zařízení pro zpožďování impulzů, které obsahuje generátor impulzů, vstupní řídicí spouštěč, prvek AND, řízený dělič frekvence (1 j.

Nevýhodou zařízení je, že při zpoždění pulzů se neukládá jejich trvání.

Je také známé zařízení pro zpožďování pulzů obsahující generátor pulzů, tři prvky A, dva ovládací spouštěče, čítač nahoru/dolů, řízený dělič frekvence, nulový dekodér f2.

Zařízení má však poměrně komplikované schéma ovládání kvůli použití zpětného počítadla.

Technicky nejblíže navrhovanému je obdélníkové zpožďovací zařízení pulsů obsahující generátor pulsů, registr doby zpoždění, řízený dělič kmitočtu, sestávající z binárního čítače, resetovacího a záznamového obvodu a dvou prvků AND, 5 první a jejich druhé vstupy jsou propojeny příslušně s výstupy registru doby zpoždění a prvním výstupem resetovacího a nastavovacího obvodu a výstupy prvků jsou spojeny s nastavovacími S-vstupy čítače, prvního a druhého prvku AND a RS klopných obvodů, binární čítač a porovnávací obvod, jehož výstup je spojen s resetovacími vstupy RS klopných obvodů a jeho vstupy jsou spojeny s informačními výstupy binárního čítače a řízený frekvenční dělič, jehož výstup je připojen k nastavovacímu vstupu druhého

RS-trigger, jehož výstup je připojen na vstup resetovacího a zapisovacího obvodu a je výstupem zařízení, generátor impulsů přes první vstupy prvků And je připojen k řídicím vstupům binárního čítače a řízený dělič kmitočtu, jehož nulovací vstupy jsou připojeny k druhému výstupu nulovacího a zapisovacího obvodu, zdroj vstupního signálu je připojen k druhému vstupu druhého členu AND a k nastavovacímu vstupu prvního R5, flip -flop, jehož výstup je připojen k druhému vstupu prvního prvku AND (3).

Nevýhodou zařízení je, že neposkytuje zpoždění vstupního impulzu v případě, kdy je doba mezi koncem předchozího vstupního impulzu a začátkem následujícího impulzu kratší než doba zpoždění, protože za této podmínky zařízení ještě nevygenerovalo zpožděný předchozí impuls, a proto nemůže přijmout další vstupní impuls. Pokud není vytvoření předchozího zpožděného pulzu dokončeno, pak když další pulz dorazí na vstup zařízení, nezmění stav prvního spouštění WB, protože ten je již ve stavu „1“ , ale otevře druhý prvek AND. Současně. binární čítač obdrží z generátoru počet impulsů úměrný trvání tohoto vstupního impulsu. Binární kód čítače se stane úměrným součtu trvání předchozích a následujících vstupních impulsů, tzn. doba trvání generovaného výstupního impulsu se bude rovnat celkové době trvání, což je porušení zpožďovacího zařízení. Problém zpožďování pulzů s proměnlivou dobou trvání za výše popsaných podmínek vzniká v systémech měření extrémní korelační rychlosti, v korelačních průtokoměrech a jiných pulzních zařízeních. Tato zařízení jsou synchronizována s laditelnou hodinovou frekvencí.

V každém cyklu se vytvoří pouze jeden obdélníkový impuls, jehož délka určuje měřený parametr v tomto cyklu. Tento impuls je potřeba zpozdit o dobu jednoho tkt. V tomto případě se náběžná hrana pulsu shoduje se začátkem cyklu, proto pro zpoždění pulsu o 45 cyklů je nutné a postačující zpozdit pouze zadní hranu pulsu, protože jeho náběžná hrana je spojené se začátkem cyklu a je určeno pulsem hodinové frekvence. Čas mezi 50 dvěma obdélníkovými impulsy. v takto jmenovaných zařízeních je vždy kratší doba zpoždění rovna přechodu hodinové frekvence, proto je úkolem vylepšit uvažované zařízení pro zpožďování obdélníkových impulsů tak, aby splnilo zadaný požadavek °

Účelem vynálezu je rozšířit funkčnost zařízení 6O pro zpožďování obdélníkových impulsů.

Tohoto cíle je dosaženo tím, že v pravoúhlém zpožďovacím zařízení pulsů obsahujícím generátor pulsů, řízený dělič kmitočtu g5, dva členy AND, dva klopné obvody RS, registr doby zpoždění, jehož výstup je připojen na informační vstup řízeného děliče kmitočtu je výstup generátoru impulzů spojen s prvními vstupy členů AND, výstup prvního klopného obvodu RS je spojen s druhým vstupem prvního členu AND, jehož výstup je spojen na řídicí vstup řízeného děliče kmitočtu a výstup druhého klopného obvodu RS je výstupem zařízení, je zaveden spínač, tvarovač, jehož vstup je vstupem zařízení a výstup tvarovač je připojen na vstup spínače, třetí klopný obvod RS, jehož výstup je připojen k druhému vstupu druhého prvku AND, prvku OR, jehož výstup je připojen na vstup R obvodu. druhý klopný obvod RS, druhý a třetí řízený frekvenční dělič, jehož informační vstupy jsou připojeny k výstupu registru časového zpoždění, výstupy prvního a druhého řízeného frekvenčního děliče jsou připojeny ke vstupům prvku

HJIH ooT eT T e o K R-vstupy prvního a třetího RS-klopného obvodu, jehož S-vstupy jsou připojeny k odpovídajícím výstupům spínače, výstup generátoru pulsů je připojen k řídicímu vstupu el. třetí řízený frekvenční dělič, jehož výstup je připojen k řídicímu vstupu spínače a

S-vstup druhého klopného obvodu R 5, výstup druhého členu A připojen k řídicímu vstupu druhého řízeného frekvenčního děliče.

Zavedení nových prvků a nových spojení skutečně umožňuje zpožďovat pravoúhlé pulsy po dobu rovnající se periodě laditelné hodinové frekvence, přičemž doba mezi dvěma zpožděnými pulsy je kratší než doba zpoždění.

Pro eliminaci vlivu dalšího impulsu na vznik zpožděného předchozího impulsu se používá spínač, dva klopné obvody RS, dva členy AND a dva řízené děliče kmitočtu. Přepínač v každém hodinovém cyklu zařízení postupně připojuje jeden nebo druhý

RS-trigger, tedy krátký puls odpovídající zadní hraně zpožděného pulsu, z výstupu tvarovače, přichází střídavě do indikovaných RS-spouštěčů a zpoždění pulsu se provádí postupně na prvním a druhém řízené frekvenční děliče. Tím se eliminuje vliv následného vstupního impulsu na vytvoření předchozího zpožděného impulsu a je možné zpozdit následující impuls.

Na OBR. 1 je dáno strukturální schéma navrhované zařízení zpožďuje obdélníkové impulsy; na

1003321 Obr. 2 - časové diagramy vysvětlující činnost zpožďovacího zařízení.

Zařízení obsahuje tvarovač

1, spínač 2, generátor impulsů

3, R5 klopné obvody 4 a 5, AND prvky 6 a 7, řízené frekvenční děliče 8-10 5, zpožďovací časový registr 11, OR prvek 12, výstup RS klopný obvod 13.

Vstup tvarovače 1 je vstupem zařízení a jeho výstup je připojen ke vstupu spínače 2, jehož výstup je připojen k S-vstupům klopných obvodů R5 4 a 5, resp. výstup generátoru 3 impulsů je připojen k řídicímu vstupu řízeného děliče

8 frekvenčních a vstupů prvního prvku15

A b a 7, jejichž výstupy jsou připojeny k řídicím vstupům řízených děličů kmitočtu 9 resp.

10, jehož výstupy jsou připojeny k R vstupům klopných obvodů R5

4 a 5 a se vstupy prvku OR, jehož výstup je připojen na vstup R.

RS klopný obvod 13, výstup registru 11 doby zpoždění je připojen k informačním vstupům řízených děličů 8-10 kmitočtu, výstup řízeného děliče kmitočtu 8 je připojen k řízenému vstupu spínače 2 a k

5-vstupový RS-klopný obvod 13, jehož výstup je výstupem zpožďovacího zařízení.

Tvarovač 1 je navržen tak, aby vytvořil krátký impuls, který odpovídá sestupné hraně vstupního zpožděného impulsu, Ç5 přicházejícího na jeho vstup. Spínač 2 zase připojuje výstup tvarovače 1 k S-vstupům RS-klopných obvodů 4 a 5. Impulzy z generátoru 3, procházející děličem 8, tvoří 40 hodinových frekvenčních impulsů, jejichž perioda je rovna zpoždění čas a je určen registrovým kódem 11. Na řídicí vstup spínače a S-vstup45 jsou přiváděny impulzy taktovací frekvence

RS-trigger 13, který zajišťuje spínání impulsů z výstupu tvarovače s frekvencí rovnou hodinovému kmitočtu a vytvoření náběžné hrany zpožděného impulsu íà Výstup-50 de RS-trigger 13 podle taktovací frekvence. puls, tzn. od začátku dalšího opatření. Děliče 9 a 10 tvoří puls zpožděný o periodu hodinového kmitočtu, prvek OR 12 provádí operaci slučování výstupů děličů 9 a 10, takže každý zpožděný puls.

RS-klopný obvod 13, přičemž na jeho výstupu se tvoří sestupná hrana zpožděného impulsu.

Zařízení funguje následovně.

Výstupní impulsy hodinového kmitočtu, vytvořené na výstupu děliče g5 8, synchronizují činnost nejen zpožďovacího zařízení, ale celého zařízení, ve kterém je toto zařízení použito. Na vstupu zpožďovacího zařízení 1 jsou přijímány obdélníkové impulsy, které musí být zpožděny po dobu jednoho cyklu. Náběžné hrany všech impulsů se shodují se začátkem cyklů, takže impulsy hodinové frekvence jsou přiváděny na 5-vstupový RS spouštěče 13, přičemž na jeho výstupu se tvoří zpožděné impulsy, jejichž náběžné hrany se shodují se začátkem. cyklů. Impulzy z výstupu tvarovače 1, procházející spínačem 2, střídavě, v cyklu, přicházejí na S-vstupy spouštěčů 4 a 5.

S příchodem takového impulsu na tyto spouštěče (v každém cyklu) se pomocí prvku AND 6 nebo 7 a děliče 9 nebo 10 vytvoří obdélníkové impulsy, jejichž doba trvání se rovná periodě hodinového kmitočtu. , protože dělicí poměry děličů 8-10 jsou stejné a jsou určeny registrovým kódem.11 zpožděním. Sestupné hrany těchto impulsů se shodují s výstupními krátkými impulsy děličů 9 a 10, protože tyto krátké impulsy jsou přiváděny na R-vstupy RS-klopných obvodů 4 a 5 a nastavují na jejich výstupech signál "0", čímž se zastaví průchod impulsů z generátoru 3 postupně v každém taktu přes prvky

A b nebo 7 na vstupy děličů 9 popř

10. Impulzy z výstupů děličů a 10, procházející prvkem OR, se sečtou a přivedou na R-vstup spouštěče RQ— 13, který je před příchodem těchto impulsů ve stavu „1 " v každém cyklu. do stavu ".0", tvořící sestupnou hranu zpožděných pulzů. Na výstupu klopného obvodu 13 RS se tak vytvoří sekvence pravoúhlých pulsů, zpožděných o jeden cyklus ve srovnání se sekvencí vstupních pulsů.

Navrhované obdélníkové zpožďovací zařízení rozšiřuje funkčnost prototypu poskytnutím zpoždění pulzů za předpokladu, že doba mezi dvěma vstupními pulzy je menší než požadovaná doba zpoždění, která se může měnit se změnou kódu registru doby zpoždění. Může být použit v korelačních měřičích rychlosti, průtokoměrech a dalších podobných pulzních zařízeních. hodinová frekvence a pulzní generátor se používá k synchronizaci provozu celého elektroměru. Kromě toho je zpožďovací obvod značně zjednodušen, protože operace měření, ukládání a obnovování doby trvání zpoždění jsou eliminovány.

Nárok

ro vstupní impuls. Snížení nákladů při použití navrhovaného zařízení v těchto měřičích závisí na požadované přesnosti a diskrétnosti změny času, zpoždění, určeného počtem číslic řízených děličů kmitočtu. V prototypu tento požadavek ovlivňuje počet číslic binárního čítače, který zaznamenává dobu trvání zpožděného pulzu. Tento čítač!О s obvodem pro měření doby trvání v navrhovaném zařízení chybí, což by bylo možné nahradit dvěma obvody prototypu s přídavnými prvky ve zmíněných měřičích. Pomocí tohoto zařízení VA místo dvou prototypových obvodů snižuje počet čipů, což snižuje náklady. (Také chyba zpoždění pulzu je poloviční, protože pouze zadní hrana pulzu je zpožděna a náběžná hrana se shoduje s hodinovými pulzy, takže chyba zpoždění pulzu je určena pouze chybou zpoždění zadní hrany.

Obdélníkové zpožďovací zařízení pulsů obsahující generátor pulsů, řízený dělič kmitočtu, dva členy AND, dva klopné obvody RS, časový registr. zpoždění, jehož výstup je připojen k informačnímu vstupu řízeného děliče kmitočtu, výstup generátoru impulsů je připojen k prvním vstupům členů AND, výstup prvního klopného obvodu RS je připojen k druhému vstupu prvního prvku AND, jehož výstup je připojen k řídicímu vstupu řízeného děliče kmitočtu a výstup druhého spouště k5 je výstupem zařízení, liší se tím, že pro rozšíření funkčnosti zařízení, je do něj zaveden spínač, tvarovač, jehož vstup je vstupem zařízení a výstup tvarovače je připojen ke vstupu spínače , třetí klopný obvod g5, jehož výstup je připojen k druhému vstupu druhého prvku AND, prvku OR, na jehož výstup je připojen

A-vstup druhého klopného obvodu R5, druhý a třetí řízený frekvenční dělič, jehož informační vstupy jsou připojeny k výstupu registru doby zpoždění, výstupy prvního a druhého řízeného frekvenčního děliče jsou připojeny na vstupy prvku OR a podle toho na R-vstupy prvního a třetího klopného obvodu k3, 5 - jehož vstupy jsou připojeny k odpovídajícím výstupům spínače, výstup generátoru impulzů je připojen k ovládání vstup třetího řízeného děliče kmitočtu, jehož výstup je připojen k řídicímu vstupu spínače a řízeného děliče kmitočtu.

Zdroje informací zohledněné při zkoušce

R 308499, tř. H 03 K 1. 5. 3, 1969.

R 396822, tř. H 03 K 5/153, 1971.

R 479234, tř. H 03 K 5/153, 1973 (prototyp).

Objednávka VNIIPI 1588 44 Vydání 934 Předplatné e

Pobočka PPP "Patent", Užhorod, ul. Proektnaja, 4

S. Andrianov

Digitální integrované obvody jsou široce používány při vývoji a vytváření mnoha pulzních zařízení, protože nevyžadují výpočet tranzistorových spínačů, není nutné koordinovat úrovně napětí signálu, když tato zařízení pracují se stejným typem logiky.

Zvažte některá z těchto zařízení založených na digitálních integrovaných obvodech. Při analýze jejich práce všechny R-n přechody budou považovány za ideální spínače s prahovým napětím U o.

Začněme zařízením pro zpožďování předního pulzu, které je základem všech níže probíraných zařízení. Na jeho příkladu je navíc nejjednodušší porozumět vlastnostem provozu pulzních zařízení na digitálních integrovaných obvodech.

Schémata zařízení jsou uvedena na Obr. 1, a diagramy napětí a proudů v jeho různých obvodech - na obr. 2 (dále jsou příklady zařízení uvedeny ve vztahu k mikroobvodům DTL řady K217, což neomezuje obecnost závěrů ve vztahu k mikroobvodům TTL). Ve výchozím stavu na vstupu zařízení (obr. 1, b) je aplikován signál logické 0, tj. proud i0 je odveden do společného vodiče veřejný klíč předchozí prvek. Kondenzátor C1 nabitý na napětí U o otevřená dioda VI. V daném okamžiku TX (obr. 2) přichází na vstup signál logické jednotky, což je ekvivalentní odpojení vstupu zařízení od společného vodiče. Diody VI, PROTI3 zavřete a odpojte zdroj signálu od vstupu zařízení.

Nyní proud I 0 nabíjí kondenzátor C1 až do napětí 2 U 0 . V tomto případě napětí v bodě b se rovná 3U 0 . Diody otevřené PROTI4, PROTI5 a tranzistor PROTI6 - na výstupu zařízení se objeví obrácená zpožděná přední strana vstupního impulsu.

Při průchodu řezem se vstup zařízení opět přiblíží ke společnému vodiči, diodám PROTI2, PROTI4 A PROTI5 zavřít a kondenzátor C1 za velmi krátký čas vybitý přes diodu VI až do napětí U o. Tranzistor PROTI6 se zavře a zařízení se vrátí do původního stavu. Aby bylo přední zpoždění vstupního impulsu bez inverze, musí být na výstupu zařízení měnič.

Rýže. 1. Funkční (A) a základní (b) obvody zařízení okrajového zpoždění

Zpožďovací zařízení pulsu, jehož schémata zapojení a časování jsou znázorněna na Obr. 3 se liší od zařízení se zpožděním hrany pouze tím, že na jeho vstup je přiveden invertovaný signál. A protože je řízen kladným úbytkem napětí, dochází ke zpoždění v přerušení vstupního impulsu.

Dalším pulzním zařízením je pulzní zpožďovací zařízení. V podstatě sestává ze dvou fází okrajového zpoždění. Po průchodu prvním stupněm je impuls invertován s předním zpožděním, zatímco druhý stupeň funguje úplně stejně jako u předchozího zařízení. V důsledku zpoždění čela a řezu na stejnou dobu je impuls přijatý na vstupu časově zpožděn při zachování jeho předchozího trvání.

Rýže. 2. Časové diagramy napětí a proudů v obvodech pulsního předního zpožďovače

Rýže. 3. Zpožďovací zařízení pulsu:

a - funkční schéma; b- diagramy napětí

Tyto vlastnosti určují oblasti použití uvažovaných zařízení s časovým zpožděním. Druhý z nich se nejlépe používá, když není známa doba trvání pulzu nebo poměr trvání.

Tvarovač impulsů dané doby trvání (obr. 5) se skládá z koincidenčního prvku D2 (2AND-NOT), na jeden ze vstupů, z nichž je vstupní impuls přiveden přímo, a na druhý - s předním zpožděním a inverzí. Výstupní signál je logický nulový impuls, jehož doba trvání je rovna době zpoždění čela vstupního impulsu.

Rýže. 4. Zařízení pro zpoždění pulzu:

A - funkční schéma; 6 - časové diagramy napětí

Rýže. 5. Zařízení pro vytváření impulsů dané doby trvání: A - funkční schéma; b - časové diagramy napětí

Na základě takového zařízení je možné navrhnout frekvenční měnič napětí. K tomu stačí zapnout integrační řetězec na jeho výstupu. Princip činnosti převodníku spočívá v tom, že konstantní složka periodického pulzního signálu je nepřímo úměrná pracovnímu cyklu (poměr periody k trvání pulzu), a proto je při konstantní době trvání přímo úměrná frekvence. DC impulsní napětí odděleny integračním řetězcem.

Dalším pulzním zařízením je samooscilační multivibrátor, jehož obvod je znázorněn na Obr. 6. Skládá se ze dvou identických (symetrických pouzdrových) tvarovačů impulsů dané doby trvání, sestavených na prvcích Dl… Df, diody VI, PROTI2, a kondenzátory C1 a C2.Živel D5 je navržen tak, aby spustil multivibrátor a nastavil samooscilační režim provozu po zapnutí napájení. Perioda kmitů je určena součtem trvání pulsů generovaných v ramenech multivibrátoru.

Zařízení funguje následovně. Po zapnutí, když kondenzátory C1 A C2 ještě nenabité, je na výstupech ramen multivibrátoru pozorován signál logické jednotky. Živel D5 generuje signál logické nuly, tj. uzavře příslušný vstup prvku D1 na společný drát. Lze tedy nabíjet pouze kondenzátor. C2. Od začátku nabíjení kondenzátoru C2 a až do konce vytváření impulsů živly D2, D4 na výstupu prvku D4 a na odpovídajícím vstupu prvku D1 je zachován signál logické nuly, který kondenzátoru brání C1 nabíjejte, dokud se nedokončí cyklus nabíjení kondenzátoru C2, a naopak. Od teď u vchodů. živel D5 signály logické nuly a jedničky se objevují střídavě v protifázi, poté na výstupu prvku D5 signál logické jednotky je neustále sledován a na další provoz zařízení to nemá prakticky žádný vliv.

Pohotovostní multivibrátor je kombinací zařízení pro zpožďování hrany a klopného obvodu RS, jehož stav se mění logickou nulou (obr. 7). Na vstup prvku vstupují spouštěcí impulsy, což jsou signály logické nuly D2. V počátečním stavu je výstupem tohoto prvku logická nula a výstupem prvku D3 - jednotka. Spoušť zůstane v tomto stavu libovolně dlouhou dobu, dokud nepřijde spouštěcí impuls.

Rýže. 6. Funkční schéma samooscilačního multivibrátoru

Rýže. 7. Funkční schéma pohotovostního multivibrátoru

V okamžiku spuštění se spoušť přepne do jiného stavu a to z výstupu prvku D2 na vstup zařízení pro zpožďování okraje tvořeného prvkem D1, dioda VI a kondenzátor C1, přichází signál logické jednotky. Zpožďovací zařízení invertuje signál s časovým zpožděním, což umožňuje přepnutí spouště zpět a obnovení původního stavu.

Zde uvažovaný čekající multivibrátor má dva výstupy: pro pulzy logické nuly výstup prvku D3, pro impulsy logické jednotky - výstup prvku D2.

Výpočet časových charakteristik není obtížný. Analýza přechodových dějů v zařízení podle schématu na Obr. 1, b pro přední zpoždění t ad dává následující výraz:

Kde U al - napájecí napětí.

Pro malý poměr Uo/ U n 1 můžete použít přibližný vzorec

(2)

pak v U 0 =0,7 V, U p1 \u003d 6 V, relativní chyba odhadované doby zpoždění bude menší než 6 % a u U 0 \u003d 0,7 V a U P1 \u003d 5 V - méně než 8 %.

Stabilizaci teploty uvažovaných pulzních zařízení lze provést nastavením vhodné teplotní závislosti napájecích napětí předpětí tak, aby se kompenzoval teplotní drift prahového napětí. R-n přechody. Pouze z výrazu (1) s přihlédnutím k teplotní závislosti U o A U nl, získá se výraz pro teplotní drift doby zpoždění:

Přirovnání teplotního driftu doby zpoždění k nule a řešení výsledné rovnice s ohledem na teplotní drift napětí zdroje předpětí, v uvažovaném příkladu (viz obr. 1, b) - U nU získáme požadovanou závislost napájecího napětí na teplotě, která zajistí stabilizaci doby zpoždění při změně okolní teploty:

(4)

Rýže. 8. Schéma zdroje (napájení) předpětí s teplotní závislostí výstupního napětí pro kompenzaci tepelného driftu Obr.

Uvažujme nyní výpočet zdroje napětí s požadovanou teplotní závislostí. Například vezměte stabilizátor vyrobený podle schématu na obr. 8. Zde je tranzistor s efektem pole PROTI4 - zdroj stabilního proudu. Z kolektoru tranzistoru PROTI5 exemplární stres je odstraněn. Na tranzistoru PROTI6 sestavený proudový zesilovač. zatížení Rn jsou paralelně zapojené předpěťové obvody logických prvků, které vyžadují stabilizaci předpětí s určitou teplotní závislostí. Aby teplotní závislost výstupního napětí vyhovovala potřebným požadavkům, musí být vztah splněn

(5)

Předpokládejme, že je potřeba stabilizovat předpětí tří logických prvků řady K217 se zde popsanou teplotní závislostí. Známý: UP1 = \u003d 6 V, U 0 \u003d 0,7 V, Rl = 6 kOhm (získáno měřením, viz obr. 1, b). Podle vzorce (5) získáme K a - 4,78. Zátěž R11 jsou tři paralelně zapojené odpory R1. Tranzistor PROTI6 může být KT603A s koeficientem h21E, rovno 10; vstupní impedance takového emitorového sledovače bude asi 20 kΩ.

Aby se nezohlednil vliv vstupního odporu emitorového sledovače PROTI6, vzít rezistor R3 s odporem 2,2 kOhm, pak ze vzorce (5) vyplývá, že odpor rezistoru R2 by měl být 460 ohmů.

Pro zajištění jmenovitého napětí na výstupu stabilizátoru s přihlédnutím k poklesu napětí na přechodu emitor-báze tranzistoru PROTI6 je nutné, aby na rezistoru R3 pokleslo napětí 6,7 V. K tomu je potřeba nastavit kolektorový proud tranzistoru PROTI5, rovný 3 mA přivedením předpětí 2,1 V na jeho základnu. Pokles napětí na diodách VI..UZ bude 2,1 V, takže odpor R1 - 0. Lze použít jakoukoli křemíkovou diodu, ale nejlepší jsou diody

KD503A, jehož prostřednictvím je stáj aktuální Drén FET PROTI4. Nejvhodnější je tranzistor KL302A s počátečním odběrovým proudem I co \u003d 10 mA. Napájecí napětí stabilizátoru U a je zvolen tak velký, že všechny tranzistory pracují v aktivní oblasti. K tomu je nutné splnit podmínku

U n > kU Kn + INa(R, + R 3),(6)

Kde U Kn - saturační napětí tranzistoru PROTI5 pro dané já, Na- bezpečnostní faktor (1,5…2,0).

Pro náš příklad U a by mělo být více než 8,13 V. Zvolme 9 V. Tím je výpočet stabilizátoru hotový.

Časové charakteristiky pulzních zařízení uvažovaného typu je možné ovládat uzavřením části proudu i 0 na společný drát. Aktuální i 1 , nabíjecí kondenzátor C1, klesá o hodnotu čerpanou z bodu b proud i 2. Poté se pomocí vzorce (2) převede na vzorec

Kde i 1 - proud nabíjení kondenzátoru C1, získáme zjednodušený výraz pro závislost doby předního zpoždění na proudu uzavřeném na společném vodiči:

V zařízení pro zpoždění čela pulsu podle schématu na Obr. 9 je doba zpoždění řízena napětím přivedeným na modulační vstup. Toto napětí může být buď konstantní (pomalu se měnící) nebo pulzující.

Kolektor proudu je tranzistor VI, proud, kterým je určen řídicí napětí a hodnoty odporu R1, R2. Rezistor R1 hraje roli omezovače proudu báze (tranzistor VI. Rezistor R2 ovlivňuje linearitu modulační charakteristiky a dynamický rozsahřídicí napětí.

Rýže. Obr. 9. Schéma zařízení pro zpoždění čela impulsu s modulátorem doby zpoždění Obr

Proud i 1 je omezen požadavkem na zajištění činnosti tranzistoru PROTI8 v režimu klíče. Prakticky to znamená

já 1Max= i 0 - imld. Kč. (9)

Tady mám 1 m sekera - maximální hodnota odebíraný proud, f c n - saturační proud báze tranzistoru PROTI8, rovnat se

Rýže. 10. Funkční schémata zařízení pro zpožďování čela pulsu s různé způsoby modulace zpoždění: A- Řídicí napětí; b- ovládací proud

Ze vzorců (9) a (10) se určí maximální hodnota odebíraného proudu:

(11)

Pro mikroobvody řady K217 i 1max \u003d 0,86 mA. Podle známé hodnoty maximálního odebíraného proudu je možné vypočítat sběrač proudu.

Modulace řídicím napětím v zařízení podle obvodu na obr. 10, A prováděno s odporem R1=/=O A R2=/=0. V tomto případě nemá rozložení parametrů tranzistoru prakticky žádný vliv na hodnotu odebíraného proudu. Při volbě tranzistoru s koeficientem h 21E > 10, kdy lze zanedbat proud báze, se výpočet modulátoru zjednoduší. V tomto případě je odebíraný proud, který se přibližně rovná proudu emitoru, roven

(12)

kde U je - napěťová báze - emitor tranzistoru: pro křemíkové tranzistory můžete vzít: 0,7 V, pro germanium - 0,4 V.

Odpor rezistoru R2 lze vypočítat podle vzorce (12).

Při výpočtu tranzistorového proudového kolektoru této možnosti modulace je třeba mít na paměti, že se zvýšením odporu rezistoru R2 tranzistor s kolektorem proudu může být saturovaný. To je nutné zkontrolovat podle stavu (viz obr. 9)

(13)

Modulace řídicím proudem podle schématu na Obr. 10, b provádí velký odpor rezistoru R1. V tomto případě proud báze tranzistoru PROTI2 rovná se

i 6 = Unapř/R 1, (14)

a kolektorový proud PROTI2, je rovný

i 1 = h 21Eib. (15)

Ze vzorců (14) a (15) vyplývá závislost odebíraného proudu na řídicím napětí:

Pro výpočet odporu rezistoru R1 je nutné ve vzorci (16) dosadit: U ex. = U ulR. mac s - maximální hodnota řídicího napětí, i 1 \u003d i 1Max - maximální hodnota odebíraného proudu z (11), h21E= = h 21emax - maximální hodnota h 2 i 3 proudový kolektorový tranzistor.

Tento způsob modulace má však významnou nevýhodu spojenou s proměnlivostí proudu i 1 kvůli rozptylu parametrů h21E proudový kolektorový tranzistor.

Pokud je požadována teplotní stabilizace svodů, provádějí se výpočty obdobně jako výpočty teplotní stabilizace zesilovacích stupňů.

Při použití uvažovaných metod modulace časových charakteristik pulzních zařízení je možné navrhnout:

měnič napětí - PWM (pulsně šířková modulace) z čekacího multivibrátoru nebo z tvarovače pulsů dané doby trvání;

měnič napětí - VIM (časově pulzní modulace) ze zpožďovacích zařízení;

měnič napětí - frekvence. ze samooscilačního multivibrátoru, ale s použitím proudových přívodů v každém rameni multivibrátoru.

Tyto převodníky produkují signály se spektrem, jehož šířku lze upravit napětím. Proto je lze použít i při konstrukci elektrických hudebních nástrojů.

Popsáno impulsní zařízení lze navrhnout na logických prvcích řady DTL: K217, K121, K194. Z mikroobvodů TTL můžete použít řadu K133, K155, K158 a další. Od dříve publikovaných podobných zařízení se zde rozebraná zařízení příznivě liší tím, že obsahují méně diskrétních součástek na logický prvek, a proto je jejich seřizování omezeno na minimum.